Система электропривода

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

Таблица переключений в системе DTC, как было указано выше, является основным функциональным блоком, формирующим алгоритм управления системой в целом.

Количество строк в таблице определяется возможным числом со­четаний устойчивых состояний принятых релейных регуляторов с гисте- резисной характеристикой и с зоной нечувствительности. В простейшем случае, когда в качестве регуляторов потокосцепления статора и электро­магнитного момента двигателя выбраны двухпозиционные релейные эле­менты, количество строк таблицы равно четырем. Состояния релейных регуляторов определяются их коммутационными функциями, которые, как было сказано ниже, обозначаются символами d'F и dM.

У двухпозиционных релейных регуляторов с гистерезисным допу­ском возможны три комбинации устойчивых состояний, то есть три вида реализуемых коммутационных функций, а именно, d = (1, 0); d = (1,-1) и d = (0,-1).

В первом случае квазиустойчивое значение регулируемой пере­менной Z будет находиться в диапазоне:

ZycT = [Z3afl н - (2зад+2ь)], (2.23)

где 2Ь - зона нечувствительности релейного регулятора (ширина гистерезисного допуска).

Во втором случае регулируемая переменная Z будет находиться в диапазоне:

Zycj = [(Zsafl - b) * (Z3afl+ b)]. (2-24)

В третьем случае этот диапазон составит:

ZycT = [(Zsafl - 2Ь) н - Z3afl]. (2-25)

Двухпозиционный регулятор первого вида наилучшим образом подходит для канала регулирования амплитуды вектора потокосцепления статора двигателя, так как задача регулирования этого канала сводится к стабилизации выходной переменной около заданного значения. В боль­шинстве случаев регулятор этого вида используется в качестве регулято­ра потокосцепления статора двигателя.

Двухпозиционный регулятор второго вида может оказаться доста­точным для канала регулирования электромагнитного момента двигате­ля, но не всегда. Поскольку в задачу регулирования этого канала одновре­менно входит отработка изменения управляющего воздействия с выхода линейного регулятора скорости и отработка изменения возмущающего воздействия (момента сопротивления со стороны механизма, приложен­ного к валу двигателя), как правило, в системах DTC приходится исполь­зовать релейный регулятор момента более сложной конфигурации.

Двухпозиционный регулятор третьего вида используется крайне редко, и поэтому здесь не рассматривается.

Внутреннее заполнение таблицы переключений, таким образом, представляет собой алгоритм работы преобразователя частоты. Для схе­мы с двумя двухпозиционными релейными регуляторами чаще всего ис­пользуется следующий закон изменения результирующего вектора вы­ходного напряжения преобразователя частоты:

- если оба регулятора находятся в верхнем положении, то есть за­данные значения обеих контролируемых переменных превышают сигна­лы обратной связи, то результирующий вектор выходного напряжения в следующий момент времени необходимо переместить в следующий сек­тор на фазовой плоскости по направлению вращения вектора потокосце­пления статора;

- если регулятор потокосцепления статора находится в верхнем положении, а регулятор электромагнитного момента - в нижнем поло­жении, то есть сигнал обратной связи по электромагнитному моменту превышает задание, то результирующий вектор выходного напряжения в следующий момент времени необходимо переместить в предыдущий сектор на фазовой плоскости против направления вращения вектора по­токосцепления статора;

- если регулятор потокосцепления статора находится в нижнем положении, а регулятор электромагнитного момента - в верхнем поло­жении, то результирующий вектор выходного напряжения в следующий момент времени необходимо переместить через один сектор на фазовой плоскости по направлению вращения вектора потокосцепления статора (то есть, повернуть его в пространстве на 120 эл. град.);

- если оба релейных регулятора находятся в нижнем положении, то есть сигналы обратных связей по обеим контролируемых переменным превышают заданные значения, то результирующий вектор выходно­го напряжения в следующий момент времени необходимо переместить через один сектор на фазовой плоскости против направления вращения вектора потокосцепления статора (то есть, повернуть его в пространстве на минус 120 эл. град.).

Приведенный алгоритм может быть представлен табл. 2.1.

Таблица 2.1.

Состояние

релейных

регуляторов

N=1

N = 2

N = 3

N = 4

N = 5

N=6

= 1

dM = 1

U2

U3

U 4

U 5

U 6

U 1

dM = -1

U 6

U1

U2

U3

U 4

U 5

Q.

II

о

dM = 1

U3

U 4

U 5

U 6

U1

U2

dM = -1

U 5

U 6

U1

U2

U3

U 4

Номера результирующих векторов в этой и в последующих таблицах со­ответствуют нумерации, принятой в п.1.2 и приведенной на рис. 1.14.

Реализация таблицы переключений при математическом модели­ровании системы DTC, может быть выполнена различными путями. Здесь принято целесообразным построение таблицы переключений с помощью типовых динамических блоков, так как это существенно упрощает опе­рации стыковки отдельных элементов системы для объединения их в об­щую математическую модель. Структурная схема, реализующая первую таблицу переключений, приведена на рис.2.13.

Структурная схема построена с использованием блоков умно­жения переменных и сумматоров, реализующих операцию логического умножения (операцию “И”). Единичные сигналы, соответствующие номе­рам фазовых секторов (столбцы таблицы) поступают в схему с выхода определителя фазового сектора. Единичные сигналы, соответствующие состоянию релейных регуляторов (строки таблицы) поступают в схему с выхода формирователя строк таблицы переключений. В иных коммента­риях структурная схема рис.2.13 не нуждается.

В наиболее употребительном и чаще всего встречающемся в пу­бликациях [28,30,38] варианте таблицы переключений используются двух­позиционный релейный регулятор потокосцепления и трехпозиционный релейный регулятор электромагнитного момента двигателя. В этом слу­чае таблица переключений содержит шесть строк, причем строки, соот­ветствующие среднему, нулевому состоянию релейного регулятора элек­тромагнитного момента - пассивны. Под пассивным состоянием таблицы переключений здесь и далее понимается такая комбинация управляющих сигналов с выхода таблицы переключений, при которой результирующий вектор выходного напряжения преобразователя частоты принимает одно из двух нулевых значений. Нулевые значения результирующего вектора выходного напряжения преобразователя частоты U0 и U7 соответствуют закрытому состоянию силовых электронных ключей анодной или катод­ной группы, соответственно.

Состояние

релейных

регуляторов

N =1

N = 2

N = 3

N = 4

N = 5

N =6

d* = 1

dM = 1

U2

u3

u4

u5

ufi

U-|

Q.

II

О

U7

U0

u7

U0

u7

U0

dM = -1

U6

Ui

u2

u3

U4

u5

о.

II

о

dM = 1

U3

u4

U5

u6

Ui

U2

dM = 0

U0

u7

U0

u7

U0

u7

dM = -1

u5

u6

Ui

U2

u3

U4

Структурная схема, реализующая эту таблицу переключений, приведена на рис. 2.14.

<gl|N«2|N«3|N = 4|N»s|N = g~|

магнитного момента формирует тот или иной пространственный вектор выходного напряжения. Благодаря этому снижается частота пульсаций электромагнитного момента вокруг среднего значения и повышается устойчивость работы системы DTC. Однако, известны варианты постро­ения таблицы переключений из шести строк, в которых одна или обе строки, соответствующие среднему (нулевому) состоянию релейного ре­гулятора электромагнитного момента, активны. Например, в следующем варианте таблицы переключений активна строка, соответствующая ком­мутационным функциям d'F =1 и dM = 0. Переход релейного регулятора электромагнитного момента из единичного состояния в нулевое здесь сопровождается поворотом результирующего вектора выходного напря­жения преобразователя частоты на пространственный угол минус 60 эл. град, против направления вращения поля статора. Если же релейной ре­гулятор электромагнитного момента возвращается в нулевое состояние из положения dM = -1, то поворот результирующего вектора выходного напряжения преобразователя частоты происходит на пространственный угол 60 эл. град, по направлению вращения поля статора.

Строка таблицы переключений, соответствующая коммутацион­ным функциям d*F =0 и dM = 0, по-прежнему, пассивна. В этом случае из шести строк таблицы переключений активны пять. Сама таблица выгля­дит следующим образом:

Таблица 2.3

N=1

N = 2

N = 3

N = 4

N = 5

N =6

dy = 1

dM = 1

Up

u3

u4

Us

Ufi

Ui

dM = 0

Ui

u2

U3

U4

U5

U6

dM = -1

U6

Ui

u2

Us

u4

U5

dvF = 0

dM = 1

U3

u4

U5

u6

U!

u2

dM = 0

U0

U7

U0

U7

U0

U7

dM = -1

U5

U6

U!

u2

U3

u4

Структурная схема, реализующая эту таблицу переключений, приведена на рис. 2.15.

Возможен вариант построения таблицы переключений из шести строк, когда активны все строки. В этом случае конфигурация двухпо­зиционного релейного регулятора потокосцепления статора должна быть изменена. Коммутационная функция регулятора должна иметь вид d^ = (1,-1). Тогда строка таблицы переключений, соответствующая ком­мутационным функциям dT = -1 и dM = 0, активизируется следующим образом. Переход релейного регулятора электромагнитного момента из единичного состояния в нулевое сопровождается поворотом результиру­ющего вектора выходного напряжения на пространственный угол 60 эл. град, по направления вращения поля статора, а возвращение регулятора в нулевое состояние из положения dM = -1 сопровождается поворотом результирующего вектора выходного напряжения на пространственный угол 60 эл. град, по направления вращения поля статора.

Наилучшие возможности управления обеспечиваются при ис­пользовании трехпозиционных релейных регуляторов как в канале регу­лирования потокосцепления статора, так и в канале регулирования элек­тромагнитного момента двигателя. В этом случае таблица переключений содержит девять строк, причем пассивна только строка, соответствующая среднему, нулевому состоянию обоих релейных регуляторов. Остальные восемь строк таблицы переключений - активны, причем каждому столб­цу, то есть каждому положению вектора потокосцепления статора на фазовой плоскости, при определенном сочетании состояний релейных регуляторов может соответствовать любое из шести возможных положе­ний пространственного вектора выходного напряжения преобразователя частоты.

N=1

N = 2

N = 3

N = 4

N = 5

N =6

dvF = 1

сім = [1]

U2

u3

u4

U5

u6

Ui

dM = 0

Ui

u2

U3

U4

U5

u6

dM = -1

Ue

Ui

U2

u3

u4

U5

о.

н

о

сім = 1

u2

U3

u4

U5

u6

Ui

dM = 0

U0

U7

U0

u7

U0

u7

dM= -1

Ci

u2

U3

u4

U5

U6

d4,= -1

dM = 1

u3

u4

Us

u6

Ui

U2

сім = 1

u4

Us

ufi

u1

U2

u3

dM = 0

U5

U6

Ui

U2

u3

U4

Структурная схема, реализующая эту таблицу переключений, включающую в себя девять строк, приведена на рис. 2.16.

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

Рис.2.16. Структурная схема, реализующая таблицу переключений, приведенную в табл. 2.4.

Формирователь строк таблицы переключений преобразует выход­ные сигналы релейных регуляторов потокосцепления статора и электро­магнитного момента двигателя в переключательные функции, соответ­ствующие номерам строк таблицы переключений. Таблица переключений силовых электронных ключей может содержать разное количество строк, причем состав таблицы выбирается предварительно, до начала построе­ния системы. Следовательно, для каждого варианта таблицы переключе­ний должен существовать свой формирователь строк. Или же может быть использован универсальный формирователь строк, построенный для таблицы переключений, содержащей 9 строк. Тогда для таблицы пере­ключений, содержащей меньшее количество строк, ряд входов и выходов этой субсистемы просто не используется. Выбор того или иного варианта реализации этого блока принадлежит разработчику. Здесь рассмотрены оба варианта подхода к построению формирователя строк таблицы пере­ключений в виде субсистемы.

В любом случае формирователь строк таблицы переключений — это набор схем совпадений, входами которых являются выходные сигна­лы релейных регуляторов потокосцепления статора и электромагнитного момента двигателя. С помощью элементарных динамических звеньев схема совпадений проще всего реализуется блоком умножения перемен­ных. На один вход блоков умножения подается выходной сигнал трехпо­зиционного релейного регулятора электромагнитного момента двигателя. На второй вход подается преобразованный сигнал с выхода релейного регулятора потокосцепления статора. В случае использования трехпози­ционного регулятора преобразование осуществляется в соответствии с выражениями:

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

Эти преобразования выполняются с помощью блоков инвертиро­вания сигнала, ограничения сигнала верхним и нижним пределами (satu­ration), суммирования сигналов и единичного постоянного входного воз­действия (const). Таким образом, осуществляется разделение выходных сигналов на три группы в зависимости от состояния релейного регуля­тора потокосцепления статора. Дальнейшее преобразование направлено на выделение сигналов, соответствующих состоянию релейного регуля­тора электромагнитного момента двигателя при неизменном состоянии

релейного регулятора потокосцепления статора двигателя (є|/ = const) в соответствии с выражениями:

|1 при СІМ =1; 10 при dM = 1; 10 при dM =1; (2.27)

Sj = • 0 при dM = 0; Sj+i = 1 при СІМ = 0; Sj+2 = 0 при dM = 0;

(О при dM = -1; (О при СІМ = -1; 11 при dM = -1.

Эти преобразования выполняются с помощью блоков инвертиро­вания сигнала, ограничения сигнала верхним и нижним пределами “satur” (saturation), суммирования сигналов и выделения модуля входного сиг­нала - “abs”.

Формирователь строк таблицы переключений, выполненный в со­ответствии со структурной схемой рис. 2.17, может быть использован при

любом другом количестве строк таблицы переключений. Так, если коли­чество строк таблицы переключений равно 6, то в субсистеме рис.2.17 остаются не использованы выходы S7, S8, S9, при выходном сигнале ре­лейного регулятора потокосцепления статора dY s = (1,0), или выходы S4, S5, S6, при выходном сигнале релейного регулятора потокосцепления статора d^, s = (1 ,-1). В этом случае выходам субсистемы S7, S8, S9 долж­ны быть присвоены номера S4, S5, S6 соответственно. Однако, с тем, что­бы избежать избыточности в вычислительных субсистемах и исключить возможные ошибки, вызванные этой избыточностью, формируемый банк субсистем целесообразно дополнить структурами формирователей строк для каждого варианта таблицы переключений отдельно.

Как было сказано, наибольшее распространение получила систе­ма DTC, в которой используется таблица переключений из шести строк. Здесь возможны два варианта реализации формирователя строк табли­цы переключений в зависимости от выбранной переключательной функ­ции релейного регулятора потокосцепления статора. При выходном сиг­нале этого регулятора d^ s = (1,0) получается просто усеченная структура формирователя оказанной на рис. 2.17 (рис. 2.18).

Если в релейном регуляторе потокосцепления статора реализо­вана переключательная функция d¥ s = (1,-1), структурная схема форми­рователя строк таблицы переключений несколько видоизменяется. От­сутствие нулевого состояния у релейного регулятора потокосцепления статора позволяет исключить внутреннее единичное постоянное воздей­ствие, а вместо него использовать блок инвертирования сигнала.

Если оба релейных регулятора двухпозиционные, то в зависимо­сти от их переключательных функций, возможны четыре варианта струк­турной схемы формирователя строк таблицы переключений.

Вообще говоря, возможных сочетаний - девять, но, как было ука­зано выше, релейные регуляторы с переключательной функцией вида dx = (0,-1) практически не используются. Поэтому интерес представляют только варианты, обозначенные в табл.2.5 символом (+). Если релейный регулятор электромагнитного момента двигателя не содержит нулевого положения, то структурная схема формирователя строк таблицы пере­ключений в зависимости от вида переключательной функции регулятора потокосцепления статора изменяется незначительно,

Если релейный регулятор электромагнитного момента двигателя имеет нулевое положение, то структурные схемы формирователя строк таблицы переключений

в зависимости от вида переключательной функции регулятора потокосцепления статора существенно изменяются. В том случае, когда релейный регулятор потокосцепления статора также имеет нулевое по­ложение, используется внутреннее единичное постоянное воздействие, которое совместно с блоками умножения обеспечивает формирование единичных сигналов при dM = 0. Структурная схема показана на рис.2.21- ,а. Если релейный регулятор потокосцепления статора не имеет нулевого положения, к этой схеме добавляются также блоки инвертирования сиг­нала с ограничением - рис. 2.21 ,б.

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

Рис. 2.21. Структурная схема формирователя строк таблицы переклю­чений при использовании двухпозиционных релейных регуляторов в канале регулирования электромагнитного момента двигателя - с переключательной функцией dM = (1,0) и в канале регулирования по­токосцепления статора - с переключательной функцией d¥ s = (1,0) - (а) и dT s = (1 ,-1) - (б).

Здесь рассмотрены все возможные варианты структурных схем формирователя строк таблицы переключений.

Как при математическом моделировании, так и при проектиро­вании конкретных систем DTC разработчик может выбрать тот алгоритм и структуру, которые в наибольшей степени обеспечивают заложенные технические требования. Выбор диктуется только требованием наиболь­шей простоты структуры формирователя строк. В то же время рассмо­тренными вариантами структур таблиц переключений и формирователей строк не исчерпываются все возможности систем DTC. Вполне возможны и другие алгоритмические решения.

ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ ФАЗОВОГО СЕКТОРА

Математическое описание и структурные схемы определителя фазового сектора базируются на векторной диаграмме рис.1.15. Если предположить, что в первый момент времени to результирующий вектор напряжения ориентирован в пространстве по направлению оси а, то век­тор потокосцепления статора сдвинут в пространстве относительно него на угол |/sнач < 90°. Следовательно, в момент времени to вектор потокос­цепления статора W энач находится в секторе 2.

Для успешной работы системы DTC определитель фазового секто­ра должен с возможно большей точностью фиксировать момент перехода вектора потокосцепления статора из одного сектора в другой. Исходной информацией для этого являются предварительно вычисленные значения составляющих потокосцепления в неподвижной системе координат 'J'sa и ^s(3 , а также амплитудное значение вектора потокосцепления ^sm. По­скольку определение фазового сектора, по сути дела, представляет собой тригонометрическую задачу, возможны различные варианты ее решения. Один из вариантов решения, предложенный в [37], основан на следующих преобразованиях:

(2.28)

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

где Ni - номер фазового сектора - рис.1.15, причем і - целое число

(і = 1.. .6 ),

yj - функция знака от следующих трех выражений (j = 1 ...3 ). Таким образом, получается шесть единичных прямоугольных функций, объединяющих три фазовых сектора, следующих подряд, один за другим, а именно:

Zj = N1 + N2 + N3; z2 = N2 + N3 + N4; (2-30)

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

z4 =N4 + N5 + N6; z5 =N5 + N6 + N1;

Дальнейшее преобразование сводится к выделению единичных прямоугольных импульсов, соответствующих каждому из шести фазовых векторов. Это достигается вычитанием с дальнейшим использованием ограничений по знаку функции:

(Zj - z2) = N1 - N4; (z2 - z3) = N2 - N5; (z3 - z4) = N3 - N6;l (2-31)

(z4 - z5) = N4 - N1; (z5 - z6) = N5 - N2; (z6-щ) = N6-N3; J

Если из этих выражений исключить отрицательную часть, то в итоге получится комбинация из шести прямоугольных импульсов с еди­ничной амплитудой. Длительность каждого импульса соответствует вре­мени нахождения вектора потокосцепления статора 4*s в соответствую­щем секторе. Окончательные выражения для отыскания длительности фазовых секторов имеют вид:

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

N2 =

N1 =

N3 =

Следует отметить, что в переходных режимах работы асинхронно­го двигателя в кривых изменения составляющих потокосцепления статораFsa и Ysp присутствует постоянная составляющая, достаточно быстро за­тухающая по экспоненциальному закону. Тем не менее, когда в определи­теле фазового сектора используются функции знака переменных, указан­ное обстоятельство может приводить к сбоям в работе системы. Поэтому предпочтительным является использование в качестве входных сигналов определителя фазового сектора тригонометрических зависимостей угла поворота вектора потокосцепления Ys с единичной амплитудой, как это рекомендовано в [34]. Они находятся по выражениям (2.14). Вычисления cos|/s и sin|/s могут быть выполнены непосредственно в определителе фазового сектора, но целесообразнее выполнить их в вычислителе нена­блюдаемых координат электропривода, как это и было сделано выше. На основании изложенного исходные уравнения для построения определите­ля фазового сектора несколько изменятся и примут следующий вид:

(2.33)

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

Уз = “80(00* V,);

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

В остальном все вычислительные операции останутся без изме­нений.

Для построения математической модели системы прямого управ­ления моментом асинхронного электропривода определитель фазового сектора целесообразно представить в виде структурной схемы, приве­денной на рис.2.22.

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

Рис. 2.22. Структурная схема определителя фазового сектора, вариант 1.

Структурная схема реализована с помощью стандартных дина­мических и нединамических блоков. Блок, реализующий функцию знака (“сигнум”) на схеме обозначен “sign”.

Приведенное математическое описание и структурная схема не являются единственно возможным способом реализации определителя фазового сектора. Ниже приведены некоторые примеры решения той же задачи с использованием других вычислительных алгоритмов.

Частота изменения угла |/s принята равной 1 Гц, поскольку при дальнейших расчетах везде принята система относительных единиц. Дальнейшие преобразования сводятся к следующему. С помощью бло­ков ограничения функций верхним и нижним пределами создаются две последовательности импульсов. Одна из них позволяет разделить фазо­вую плоскость по оси а пополам

Вторая создает импульсы, включающие по два фазовых сектора, принадлежащих разным полуокружностям фазовой плоскости, и имеем вид:

Структурная схема определителя фазового сектора, выполненно­го по этому алгоритму, приведена на рис.2.24.

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

Рис. 2.24. Структурная схема определителя фазового сектора, вариант 2.

Эта структурная схема также реализована с помощью стандарт­ных динамических и нединамических блоков, но в ней присутствуют бло­ки перемножения переменных. Блок, реализующий постоянное входное

воздействие с амплитудой 0,5, обозначен на схеме - const. Очевидно, что из-за наличия постоянного входного воздействия эта схема может рабо­тать только при единичных входных сигналах cos^ s и sin^ s.

(2.38)

Построение определителя фазового сектора с помощью преобра­зования двухфазной ортогональной системы координат в симметричную трехфазную может быть выполнено на основании следующих исходных предпосылок. Прежде всего, исходные сигналы cos^ s и sin^ s превраща­ются (с помощью известного преобразования) в следующие сигналы [6]:

x2 = cosi|/s;

x3 = COS V|/g —— sin |/s = COS

Приведенные преобразования просты и в дополнительных ком-

ментариях не нуждаются. Структурная схема определителя фазового сектора, выполненного по этому алгоритму, показана на рис.2.25.

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

Рис. 2.25. Структурная схема определителя фазового сектора, вариант 3.

Эта структурная схема, как и предыдущая, содержит в своем со­ставе постоянное входное воздействие с амплитудой 0,866, поэтому эта схема также может устойчиво работать только с единичными входными сигналами cos|/s и sin|/s. От этого недостатка свободен следующий ва­риант построения определителя фазового сектора с помощью косинуса тройного угла cos3|/s. Сначала с помощью входных сигналов cos|/s и sin|/s формируется функция cos3v|/ по известной формуле [6]:

(2.42)

cos3 ш

cos3w

3sin2 |/s * cosj/s

После этого определяются функции знака от входных и вычислен­ного сигналов:

хг = sigii(cos|/s); (2,43)

х2 = sign(cos3i|is); х3 = sigll(sim|/s).

Структурная схема определителя фазового сектора, выполненно­го по последнему алгоритму, приведена на рис.2.26.

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

Рис. 2.26. Структурная схема определителя фазового сектора, вариант 4.

Еще один вариант построения определителя фазового сектора мо­жет быть получен путем совмещения алгоритмов, заложенных в первый и в третий вариант вычислителя. Здесь с помощью известных преобразо­ваний определяются шесть тригонометрических функций со сдвигом на 60°, то есть на один фазовый сектор. Таким образом, получаются шесть опорных гармонических сигналов. Преобразование во многом подобно тому, которое использовано в третьем варианте построения определите­ля фазового сектора.

Возможности построения определителя фазового сектора не ис­черпываются приведенными примерами. В случае корректности тригоно­метрических преобразований любое другое решение даст положитель­ный результат.

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

Рис. 2.27. Структурная схема определителя фазового сектора, вариант 5.

Следует отметить, что независимо от выбора того или иного вари­анта вычислителей фазового сектора, все они при единичных гармониче­ских сигналах на входе дают практически одинаковый результат. Выбор того или иного варианта реализации определителя фазового сектора сле­дует производить применительно к каждой конкретной решаемой задаче. Поскольку в кривых изменения составляющих потокосцепления статора 'Fsa и могут присутствовать высшие гармонические составляющие,

результаты расчета фазовых секторов на практике могут существенно расходиться в зависимости от выбранного алгоритма вычислений. Осо­бенно сильное влияние на результаты расчета это оказывает при иссле­довании переходных процессов в системах DTC.

Результаты расчета фазовых секторов за два периода идеальных единичных входных гармонических сигналов, поданных с частотой 1 Гц, для всех рассмотренных вариантов построения определителя фазового сектора совпали с высокой степенью точности. Поэтому на рис.2.28 при­ведены общие для всех структур характеристики изменения во времени фазовых секторов.

Фазовый сектор N1

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

О 0,2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1,4 1,6 18 2

Время

Рис. 2.28. Распределение фазовых секторов, в которых нахо­дится результирующий вектор потокосцепления статора, за два полных периода (два полных оборота вектора Ys) во времени.

По оси ординат на рис. 2.28 отложены дискретные сигналы dTs, изменяющиеся в диапазоне (0...1) и фиксирующие (при значении dYs = 1) нахождение вектора потокосцепления статора 'Fs в соответствующем секторе фазовой плоскости.

Как видно из результатов компьютерного расчета, графики функ­ций Ni(t) представляют собой последовательность прямоугольных им­пульсов единичной амплитуды. Длительность импульсов составляет 60 эл. град. Импульсы следуют в строгой последовательности один за другим от первого фазового сектора N1k последнему N6. В начальный момент

времени (при t = 0) вектор потокосцепления статора Ч^нач находится в фазовом секторе N2, что согласуется с принятым предположением, что в начальный момент времени вектор потокосцепления статора двигателя должен находиться именно в этом секторе. Переключение ступенчатых функций Ni происходит без временной паузы, а, следовательно, все рас­смотренные варианты построения определителя фазового сектора отве­чают условиям, оговоренным в начале этого подраздела.

ЯДРО ОТС

Таблица переключений системы прямого управления моментом в совокупности с определителем фазового сектора и формирователем строк образуют так называемое ядро DTC. В иностранной литературе эта часть системы называется «DTC core».

Функционирование ядра DTC не связано ни с номинальными дан­ными, ни с параметрами электродвигателя, ни с параметрами источника электроэнергии. В нем не содержится также никаких блоков, имеющих настроечные параметры электропривода. В некоторых источниках [29, 35, 36] в состав ядра DTC включаются также релейные регуляторы по­токосцепления статора и электромагнитного момента двигателя. Это, по - видимому, не вполне правомерно, так как ширина зоны нечувствитель­ности релейного элемента и величина гистерезисного допуска являются важными настроечными параметрами системы электропривода. От пра­вильного выбора ширины зоны нечувствительности и величины гистере­зисного допуска в существенной мере зависит качество регулирования частоты вращения двигателя системой в целом. В связи с этим пред­ставляется целесообразным включить релейные регуляторы потокосце­пления статора и электромагнитного момента двигателя в состав блока регулирования системы прямого управления моментом, с тем, чтобы все элементы, посредством которых осуществляется настройка конкретной системы электропривода, были бы сосредоточены в одном функциональ­ном блоке.

Таким образом, ядро DTC представляет собой субсистему, в ко­торой реализуется переключательная функция автономного инвертора в соответствии с принятым алгоритмом работы системы прямого управле­ния моментом.

РЕЗУЛЬТАТЫ МАТЕМАТИЧЕСКОГО МОДЕЛИРОВАНИЯ СИСТЕМ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

МАТЕМАТИЧЕСКАЯ МОДЕЛЬ АСИНХРОННОГО ДВИГАТЕЛЯ ДЛЯ СИСТЕМ DTC

Приведенный в предыдущем разделе набор структурных схем ти­повых функциональных блоков систем прямого управления моментом, конечно, далеко не полный, но и он позволяет исследовать системы DTC различных конфигураций. Для того, чтобы замкнуть математическую мо­дель, имеющийся банк структурных схем необходимо дополнить струк­турной схемой объекта регулирования. Здесь рассмотрены электропри­воды на основе асинхронного двигателя с короткозамкнутым ротором. Однако, известны схемы DTC - управления на основе синхронных двига­телей [36].

Математическая модель асинхронного двигателя базируется на известном математическом описании [22].

Однако при решении поставленной задачи нет необходимости использовать полную модель асинхронного двигателя. В системе DTC управление ведется только по статорным составляющим напряжения, тока и потокосцепления, а, следовательно, модель двигателя также целесообразно выполнить в статорных координатах. Для исключения из исходной системы уравнений (3.1) роторных переменных необходимо воспользоваться уравнениями связи составляющих токов и потокосце - плений двигателя. Как известно [22], эти переменные связаны между собой следующим образом:

Приведенная к статору система уравнений электромагнитного равновесия двигателя получается путем подстановки выражений (3.3) в систему уравнений (3.1): ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

где - Тг электромагнитная постоянная времени роторной цепи дви­гателя.

Уравнения электромеханического равновесия двигателя включа­ют в себя выражение электромагнитного момента (2.14) и основное урав­нение движения электропривода [12]. Эта система уравнений имеют вид:

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

(3.5)

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

hp

где Jz - суммарный приведенный к валу двигателя момент инер­ции ротора и механизма,

Мс - внешнее возмущающее воздействие (момент статического сопротивления со стороны механизма).

В соответствии с системами уравнений (3.4) и (3.5) построена структурная схема асинхронного двигателя в статорных координатах. Схема приведена на рис.3.1 и выглядит следующим образом: ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

Рис.3.1. Структурная схема асинхронного двигателя в статорных координатах.

Все переменные в этой структурной схеме относятся к статорной цепи двигателя. Для построения системы DTC используется информация о текущих значениях составляющих тока статора isa и і, а также может быть использован сигнал о частоте вращения ротора двигателя шг, если рассматривается система с прямой индикацией частоты вращения. В бездатчиковых системах этот сигнал не используется.

Система электропривода

Области применения червячного редуктора

Снижение оборотов вращения с усилением крутящего момента используется в механизмах с перекрещивающимися валами, которые востребованы в машиностроении, сельском хозяйстве, на транспорте. Киевский НТЦ «Редуктор» производит промышленные червячные редуктора, модернизирует старые …

СОПОСТАВЛЕНИЕ РЕЗУЛЬТАТОВ ЭКСПЕРИМЕНТА И РАСЧЕТА ПРИ РАССМОТРЕ­НИИ ДИНАМИЧЕСКИХ РЕЖИМОВ РАБОТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА С СИСТЕМОЙ DTC

Для проверки соответствия математической модели реальной системе в динамических режимах работы электропривода были сняты экспериментально и рассчитаны с помощью математической модели ха­рактеристики изменения частоты вращения асинхронного двигателя в следующих режимах …

СОПОСТАВЛЕНИЕ РЕЗУЛЬТАТОВ ЭКСПЕРИМЕНТА И РАСЧЕТА ПРИ РАССМОТРЕНИИ СТАТИЧЕСКИХ РЕЖИМОВ РАБОТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА С СИСТЕМОЙ DTC

При рассмотрении статических режимов рассматривались кривые изменения фазных напряжений и токов двигателя. В качестве примера на рис. 4.4 показаны экспериментальные характеристики работы электро­привода при номинальной частоте вращения двигателя и при …

Как с нами связаться:

Украина:
г.Александрия
тел./факс +38 05235  77193 Бухгалтерия
+38 050 512 11 94 — гл. инженер-менеджер (продажи всего оборудования)

+38 050 457 13 30 — Рашид - продажи новинок
e-mail: msd@msd.com.ua
Схема проезда к производственному офису:
Схема проезда к МСД

Партнеры МСД

Контакты для заказов шлакоблочного оборудования:

+38 096 992 9559 Инна (вайбер, вацап, телеграм)
Эл. почта: inna@msd.com.ua

За услуги или товары возможен прием платежей Онпай: Платежи ОнПай