Система электропривода

ТАБЛИЦА ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ СИСТЕМЫ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

Таблица переключений в системе DTC, как было указано выше, является основным функциональным блоком, формирующим алгоритм управления системой в целом.

Количество строк в таблице определяется возможным числом со­четаний устойчивых состояний принятых релейных регуляторов с гисте- резисной характеристикой и с зоной нечувствительности. В простейшем случае, когда в качестве регуляторов потокосцепления статора и электро­магнитного момента двигателя выбраны двухпозиционные релейные эле­менты, количество строк таблицы равно четырем. Состояния релейных регуляторов определяются их коммутационными функциями, которые, как было сказано ниже, обозначаются символами d'F и dM.

У двухпозиционных релейных регуляторов с гистерезисным допу­ском возможны три комбинации устойчивых состояний, то есть три вида реализуемых коммутационных функций, а именно, d = (1, 0); d = (1,-1) и d = (0,-1).

В первом случае квазиустойчивое значение регулируемой пере­менной Z будет находиться в диапазоне:

ZycT = [Z3afl н - (2зад+2ь)], (2.23)

где 2Ь - зона нечувствительности релейного регулятора (ширина гистерезисного допуска).

Во втором случае регулируемая переменная Z будет находиться в диапазоне:

Zycj = [(Zsafl - b) * (Z3afl+ b)]. (2-24)

В третьем случае этот диапазон составит:

ZycT = [(Zsafl - 2Ь) н - Z3afl]. (2-25)

Двухпозиционный регулятор первого вида наилучшим образом подходит для канала регулирования амплитуды вектора потокосцепления статора двигателя, так как задача регулирования этого канала сводится к стабилизации выходной переменной около заданного значения. В боль­шинстве случаев регулятор этого вида используется в качестве регулято­ра потокосцепления статора двигателя.

Двухпозиционный регулятор второго вида может оказаться доста­точным для канала регулирования электромагнитного момента двигате­ля, но не всегда. Поскольку в задачу регулирования этого канала одновре­менно входит отработка изменения управляющего воздействия с выхода линейного регулятора скорости и отработка изменения возмущающего воздействия (момента сопротивления со стороны механизма, приложен­ного к валу двигателя), как правило, в системах DTC приходится исполь­зовать релейный регулятор момента более сложной конфигурации.

Двухпозиционный регулятор третьего вида используется крайне редко, и поэтому здесь не рассматривается.

Внутреннее заполнение таблицы переключений, таким образом, представляет собой алгоритм работы преобразователя частоты. Для схе­мы с двумя двухпозиционными релейными регуляторами чаще всего ис­пользуется следующий закон изменения результирующего вектора вы­ходного напряжения преобразователя частоты:

- если оба регулятора находятся в верхнем положении, то есть за­данные значения обеих контролируемых переменных превышают сигна­лы обратной связи, то результирующий вектор выходного напряжения в следующий момент времени необходимо переместить в следующий сек­тор на фазовой плоскости по направлению вращения вектора потокосце­пления статора;

- если регулятор потокосцепления статора находится в верхнем положении, а регулятор электромагнитного момента - в нижнем поло­жении, то есть сигнал обратной связи по электромагнитному моменту превышает задание, то результирующий вектор выходного напряжения в следующий момент времени необходимо переместить в предыдущий сектор на фазовой плоскости против направления вращения вектора по­токосцепления статора;

- если регулятор потокосцепления статора находится в нижнем положении, а регулятор электромагнитного момента - в верхнем поло­жении, то результирующий вектор выходного напряжения в следующий момент времени необходимо переместить через один сектор на фазовой плоскости по направлению вращения вектора потокосцепления статора (то есть, повернуть его в пространстве на 120 эл. град.);

- если оба релейных регулятора находятся в нижнем положении, то есть сигналы обратных связей по обеим контролируемых переменным превышают заданные значения, то результирующий вектор выходно­го напряжения в следующий момент времени необходимо переместить через один сектор на фазовой плоскости против направления вращения вектора потокосцепления статора (то есть, повернуть его в пространстве на минус 120 эл. град.).

Приведенный алгоритм может быть представлен табл. 2.1.

Номера результирующих векторов в этой и в последующих таблицах со­ответствуют нумерации, принятой в п.1.2 и приведенной на рис. 1.14.

Реализация таблицы переключений при математическом модели­ровании системы DTC, может быть выполнена различными путями. Здесь принято целесообразным построение таблицы переключений с помощью типовых динамических блоков, так как это существенно упрощает опе­рации стыковки отдельных элементов системы для объединения их в об­щую математическую модель. Структурная схема, реализующая первую таблицу переключений, приведена на рис.2.13.

Структурная схема построена с использованием блоков умно­жения переменных и сумматоров, реализующих операцию логического умножения (операцию “И”). Единичные сигналы, соответствующие номе­рам фазовых секторов (столбцы таблицы) поступают в схему с выхода определителя фазового сектора. Единичные сигналы, соответствующие состоянию релейных регуляторов (строки таблицы) поступают в схему с выхода формирователя строк таблицы переключений. В иных коммента­риях структурная схема рис.2.13 не нуждается.

В наиболее употребительном и чаще всего встречающемся в пу­бликациях [28,30,38] варианте таблицы переключений используются двух­позиционный релейный регулятор потокосцепления и трехпозиционный релейный регулятор электромагнитного момента двигателя. В этом слу­чае таблица переключений содержит шесть строк, причем строки, соот­ветствующие среднему, нулевому состоянию релейного регулятора элек­тромагнитного момента - пассивны. Под пассивным состоянием таблицы переключений здесь и далее понимается такая комбинация управляющих сигналов с выхода таблицы переключений, при которой результирующий вектор выходного напряжения преобразователя частоты принимает одно из двух нулевых значений. Нулевые значения результирующего вектора выходного напряжения преобразователя частоты U0 и U7 соответствуют закрытому состоянию силовых электронных ключей анодной или катод­ной группы, соответственно.

Структурная схема, реализующая эту таблицу переключений, приведена на рис. 2.14.

<gl|N«2|N«3|N = 4|N»s|N = g~|

магнитного момента формирует тот или иной пространственный вектор выходного напряжения. Благодаря этому снижается частота пульсаций электромагнитного момента вокруг среднего значения и повышается устойчивость работы системы DTC. Однако, известны варианты постро­ения таблицы переключений из шести строк, в которых одна или обе строки, соответствующие среднему (нулевому) состоянию релейного ре­гулятора электромагнитного момента, активны. Например, в следующем варианте таблицы переключений активна строка, соответствующая ком­мутационным функциям d'F =1 и dM = 0. Переход релейного регулятора электромагнитного момента из единичного состояния в нулевое здесь сопровождается поворотом результирующего вектора выходного напря­жения преобразователя частоты на пространственный угол минус 60 эл. град, против направления вращения поля статора. Если же релейной ре­гулятор электромагнитного момента возвращается в нулевое состояние из положения dM = -1, то поворот результирующего вектора выходного напряжения преобразователя частоты происходит на пространственный угол 60 эл. град, по направлению вращения поля статора.

Строка таблицы переключений, соответствующая коммутацион­ным функциям d*F =0 и dM = 0, по-прежнему, пассивна. В этом случае из шести строк таблицы переключений активны пять. Сама таблица выгля­дит следующим образом:

Таблица 2.3

Структурная схема, реализующая эту таблицу переключений, приведена на рис. 2.15.

Возможен вариант построения таблицы переключений из шести строк, когда активны все строки. В этом случае конфигурация двухпо­зиционного релейного регулятора потокосцепления статора должна быть изменена. Коммутационная функция регулятора должна иметь вид d^ = (1,-1). Тогда строка таблицы переключений, соответствующая ком­мутационным функциям dT = -1 и dM = 0, активизируется следующим образом. Переход релейного регулятора электромагнитного момента из единичного состояния в нулевое сопровождается поворотом результиру­ющего вектора выходного напряжения на пространственный угол 60 эл. град, по направления вращения поля статора, а возвращение регулятора в нулевое состояние из положения dM = -1 сопровождается поворотом результирующего вектора выходного напряжения на пространственный угол 60 эл. град, по направления вращения поля статора.

Формирователь строк таблицы переключений преобразует выход­ные сигналы релейных регуляторов потокосцепления статора и электро­магнитного момента двигателя в переключательные функции, соответ­ствующие номерам строк таблицы переключений. Таблица переключений силовых электронных ключей может содержать разное количество строк, причем состав таблицы выбирается предварительно, до начала построе­ния системы. Следовательно, для каждого варианта таблицы переключе­ний должен существовать свой формирователь строк. Или же может быть использован универсальный формирователь строк, построенный для таблицы переключений, содержащей 9 строк. Тогда для таблицы пере­ключений, содержащей меньшее количество строк, ряд входов и выходов этой субсистемы просто не используется. Выбор того или иного варианта реализации этого блока принадлежит разработчику. Здесь рассмотрены оба варианта подхода к построению формирователя строк таблицы пере­ключений в виде субсистемы.

В любом случае формирователь строк таблицы переключений — это набор схем совпадений, входами которых являются выходные сигна­лы релейных регуляторов потокосцепления статора и электромагнитного момента двигателя. С помощью элементарных динамических звеньев схема совпадений проще всего реализуется блоком умножения перемен­ных. На один вход блоков умножения подается выходной сигнал трехпо­зиционного релейного регулятора электромагнитного момента двигателя. На второй вход подается преобразованный сигнал с выхода релейного регулятора потокосцепления статора. В случае использования трехпози­ционного регулятора преобразование осуществляется в соответствии с выражениями:

Эти преобразования выполняются с помощью блоков инвертиро­вания сигнала, ограничения сигнала верхним и нижним пределами (satu­ration), суммирования сигналов и единичного постоянного входного воз­действия (const). Таким образом, осуществляется разделение выходных сигналов на три группы в зависимости от состояния релейного регуля­тора потокосцепления статора. Дальнейшее преобразование направлено на выделение сигналов, соответствующих состоянию релейного регуля­тора электромагнитного момента двигателя при неизменном состоянии

релейного регулятора потокосцепления статора двигателя (є|/ = const) в соответствии с выражениями:

|1 при СІМ =1; 10 при dM = 1; 10 при dM =1; (2.27)

Sj = • 0 при dM = 0; Sj+i = 1 при СІМ = 0; Sj+2 = 0 при dM = 0;

(О при dM = -1; (О при СІМ = -1; 11 при dM = -1.

Эти преобразования выполняются с помощью блоков инвертиро­вания сигнала, ограничения сигнала верхним и нижним пределами “satur” (saturation), суммирования сигналов и выделения модуля входного сиг­нала - “abs”.

Формирователь строк таблицы переключений, выполненный в со­ответствии со структурной схемой рис. 2.17, может быть использован при

любом другом количестве строк таблицы переключений. Так, если коли­чество строк таблицы переключений равно 6, то в субсистеме рис.2.17 остаются не использованы выходы S7, S8, S9, при выходном сигнале ре­лейного регулятора потокосцепления статора dY s = (1,0), или выходы S4, S5, S6, при выходном сигнале релейного регулятора потокосцепления статора d^, s = (1 ,-1). В этом случае выходам субсистемы S7, S8, S9 долж­ны быть присвоены номера S4, S5, S6 соответственно. Однако, с тем, что­бы избежать избыточности в вычислительных субсистемах и исключить возможные ошибки, вызванные этой избыточностью, формируемый банк субсистем целесообразно дополнить структурами формирователей строк для каждого варианта таблицы переключений отдельно.

Как было сказано, наибольшее распространение получила систе­ма DTC, в которой используется таблица переключений из шести строк. Здесь возможны два варианта реализации формирователя строк табли­цы переключений в зависимости от выбранной переключательной функ­ции релейного регулятора потокосцепления статора. При выходном сиг­нале этого регулятора d^ s = (1,0) получается просто усеченная структура формирователя оказанной на рис. 2.17 (рис. 2.18).

Если в релейном регуляторе потокосцепления статора реализо­вана переключательная функция d¥ s = (1,-1), структурная схема форми­рователя строк таблицы переключений несколько видоизменяется. От­сутствие нулевого состояния у релейного регулятора потокосцепления статора позволяет исключить внутреннее единичное постоянное воздей­ствие, а вместо него использовать блок инвертирования сигнала.

Если оба релейных регулятора двухпозиционные, то в зависимо­сти от их переключательных функций, возможны четыре варианта струк­турной схемы формирователя строк таблицы переключений.

Вообще говоря, возможных сочетаний - девять, но, как было ука­зано выше, релейные регуляторы с переключательной функцией вида dx = (0,-1) практически не используются. Поэтому интерес представляют только варианты, обозначенные в табл.2.5 символом (+). Если релейный регулятор электромагнитного момента двигателя не содержит нулевого положения, то структурная схема формирователя строк таблицы пере­ключений в зависимости от вида переключательной функции регулятора потокосцепления статора изменяется незначительно,

Если релейный регулятор электромагнитного момента двигателя имеет нулевое положение, то структурные схемы формирователя строк таблицы переключений

в зависимости от вида переключательной функции регулятора потокосцепления статора существенно изменяются. В том случае, когда релейный регулятор потокосцепления статора также имеет нулевое по­ложение, используется внутреннее единичное постоянное воздействие, которое совместно с блоками умножения обеспечивает формирование единичных сигналов при dM = 0. Структурная схема показана на рис.2.21- ,а. Если релейный регулятор потокосцепления статора не имеет нулевого положения, к этой схеме добавляются также блоки инвертирования сиг­нала с ограничением - рис. 2.21 ,б.

Здесь рассмотрены все возможные варианты структурных схем формирователя строк таблицы переключений.

Как при математическом моделировании, так и при проектиро­вании конкретных систем DTC разработчик может выбрать тот алгоритм и структуру, которые в наибольшей степени обеспечивают заложенные технические требования. Выбор диктуется только требованием наиболь­шей простоты структуры формирователя строк. В то же время рассмо­тренными вариантами структур таблиц переключений и формирователей строк не исчерпываются все возможности систем DTC. Вполне возможны и другие алгоритмические решения.

ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ ФАЗОВОГО СЕКТОРА

Математическое описание и структурные схемы определителя фазового сектора базируются на векторной диаграмме рис.1.15. Если предположить, что в первый момент времени to результирующий вектор напряжения ориентирован в пространстве по направлению оси а, то век­тор потокосцепления статора сдвинут в пространстве относительно него на угол |/sнач < 90°. Следовательно, в момент времени to вектор потокос­цепления статора W энач находится в секторе 2.

Для успешной работы системы DTC определитель фазового секто­ра должен с возможно большей точностью фиксировать момент перехода вектора потокосцепления статора из одного сектора в другой. Исходной информацией для этого являются предварительно вычисленные значения составляющих потокосцепления в неподвижной системе координат 'J'sa и ^s(3 , а также амплитудное значение вектора потокосцепления ^sm. По­скольку определение фазового сектора, по сути дела, представляет собой тригонометрическую задачу, возможны различные варианты ее решения. Один из вариантов решения, предложенный в [37], основан на следующих преобразованиях:

(2.28)

где Ni - номер фазового сектора - рис.1.15, причем і - целое число

(і = 1.. .6 ),

yj - функция знака от следующих трех выражений (j = 1 ...3 ). Таким образом, получается шесть единичных прямоугольных функций, объединяющих три фазовых сектора, следующих подряд, один за другим, а именно:

z4 =N4 + N5 + N6; z5 =N5 + N6 + N1;

Дальнейшее преобразование сводится к выделению единичных прямоугольных импульсов, соответствующих каждому из шести фазовых векторов. Это достигается вычитанием с дальнейшим использованием ограничений по знаку функции:

(Zj - z2) = N1 - N4; (z2 - z3) = N2 - N5; (z3 - z4) = N3 - N6;l (2-31)

(z4 - z5) = N4 - N1; (z5 - z6) = N5 - N2; (z6-щ) = N6-N3; J

Если из этих выражений исключить отрицательную часть, то в итоге получится комбинация из шести прямоугольных импульсов с еди­ничной амплитудой. Длительность каждого импульса соответствует вре­мени нахождения вектора потокосцепления статора 4*s в соответствую­щем секторе. Окончательные выражения для отыскания длительности фазовых секторов имеют вид:

Следует отметить, что в переходных режимах работы асинхронно­го двигателя в кривых изменения составляющих потокосцепления статораFsa и Ysp присутствует постоянная составляющая, достаточно быстро за­тухающая по экспоненциальному закону. Тем не менее, когда в определи­теле фазового сектора используются функции знака переменных, указан­ное обстоятельство может приводить к сбоям в работе системы. Поэтому предпочтительным является использование в качестве входных сигналов определителя фазового сектора тригонометрических зависимостей угла поворота вектора потокосцепления Ys с единичной амплитудой, как это рекомендовано в [34]. Они находятся по выражениям (2.14). Вычисления cos|/s и sin|/s могут быть выполнены непосредственно в определителе фазового сектора, но целесообразнее выполнить их в вычислителе нена­блюдаемых координат электропривода, как это и было сделано выше. На основании изложенного исходные уравнения для построения определите­ля фазового сектора несколько изменятся и примут следующий вид:

(2.33)

В остальном все вычислительные операции останутся без изме­нений.

Для построения математической модели системы прямого управ­ления моментом асинхронного электропривода определитель фазового сектора целесообразно представить в виде структурной схемы, приве­денной на рис.2.22.

Структурная схема реализована с помощью стандартных дина­мических и нединамических блоков. Блок, реализующий функцию знака (“сигнум”) на схеме обозначен “sign”.

Приведенное математическое описание и структурная схема не являются единственно возможным способом реализации определителя фазового сектора. Ниже приведены некоторые примеры решения той же задачи с использованием других вычислительных алгоритмов.

Частота изменения угла |/s принята равной 1 Гц, поскольку при дальнейших расчетах везде принята система относительных единиц. Дальнейшие преобразования сводятся к следующему. С помощью бло­ков ограничения функций верхним и нижним пределами создаются две последовательности импульсов. Одна из них позволяет разделить фазо­вую плоскость по оси а пополам

Вторая создает импульсы, включающие по два фазовых сектора, принадлежащих разным полуокружностям фазовой плоскости, и имеем вид:

Структурная схема определителя фазового сектора, выполненно­го по этому алгоритму, приведена на рис.2.24.

Эта структурная схема также реализована с помощью стандарт­ных динамических и нединамических блоков, но в ней присутствуют бло­ки перемножения переменных. Блок, реализующий постоянное входное

воздействие с амплитудой 0,5, обозначен на схеме - const. Очевидно, что из-за наличия постоянного входного воздействия эта схема может рабо­тать только при единичных входных сигналах cos^ s и sin^ s.

Построение определителя фазового сектора с помощью преобра­зования двухфазной ортогональной системы координат в симметричную трехфазную может быть выполнено на основании следующих исходных предпосылок. Прежде всего, исходные сигналы cos^ s и sin^ s превраща­ются (с помощью известного преобразования) в следующие сигналы [6]:

x2 = cosi|/s;

x3 = COS V|/g —— sin |/s = COS

Приведенные преобразования просты и в дополнительных ком-

ментариях не нуждаются. Структурная схема определителя фазового сектора, выполненного по этому алгоритму, показана на рис.2.25.

Эта структурная схема, как и предыдущая, содержит в своем со­ставе постоянное входное воздействие с амплитудой 0,866, поэтому эта схема также может устойчиво работать только с единичными входными сигналами cos|/s и sin|/s. От этого недостатка свободен следующий ва­риант построения определителя фазового сектора с помощью косинуса тройного угла cos3|/s. Сначала с помощью входных сигналов cos|/s и sin|/s формируется функция cos3v|/ по известной формуле [6]:

После этого определяются функции знака от входных и вычислен­ного сигналов:

хг = sigii(cos|/s); (2,43)

х2 = sign(cos3i|is); х3 = sigll(sim|/s).

Структурная схема определителя фазового сектора, выполненно­го по последнему алгоритму, приведена на рис.2.26.

Возможности построения определителя фазового сектора не ис­черпываются приведенными примерами. В случае корректности тригоно­метрических преобразований любое другое решение даст положитель­ный результат.

результаты расчета фазовых секторов на практике могут существенно расходиться в зависимости от выбранного алгоритма вычислений. Осо­бенно сильное влияние на результаты расчета это оказывает при иссле­довании переходных процессов в системах DTC.

Результаты расчета фазовых секторов за два периода идеальных единичных входных гармонических сигналов, поданных с частотой 1 Гц, для всех рассмотренных вариантов построения определителя фазового сектора совпали с высокой степенью точности. Поэтому на рис.2.28 при­ведены общие для всех структур характеристики изменения во времени фазовых секторов.

времени (при t = 0) вектор потокосцепления статора Ч^нач находится в фазовом секторе N2, что согласуется с принятым предположением, что в начальный момент времени вектор потокосцепления статора двигателя должен находиться именно в этом секторе. Переключение ступенчатых функций Ni происходит без временной паузы, а, следовательно, все рас­смотренные варианты построения определителя фазового сектора отве­чают условиям, оговоренным в начале этого подраздела.

ЯДРО ОТС

Таблица переключений системы прямого управления моментом в совокупности с определителем фазового сектора и формирователем строк образуют так называемое ядро DTC. В иностранной литературе эта часть системы называется «DTC core».

Функционирование ядра DTC не связано ни с номинальными дан­ными, ни с параметрами электродвигателя, ни с параметрами источника электроэнергии. В нем не содержится также никаких блоков, имеющих настроечные параметры электропривода. В некоторых источниках [29, 35, 36] в состав ядра DTC включаются также релейные регуляторы по­токосцепления статора и электромагнитного момента двигателя. Это, по - видимому, не вполне правомерно, так как ширина зоны нечувствитель­ности релейного элемента и величина гистерезисного допуска являются важными настроечными параметрами системы электропривода. От пра­вильного выбора ширины зоны нечувствительности и величины гистере­зисного допуска в существенной мере зависит качество регулирования частоты вращения двигателя системой в целом. В связи с этим пред­ставляется целесообразным включить релейные регуляторы потокосце­пления статора и электромагнитного момента двигателя в состав блока регулирования системы прямого управления моментом, с тем, чтобы все элементы, посредством которых осуществляется настройка конкретной системы электропривода, были бы сосредоточены в одном функциональ­ном блоке.

Таким образом, ядро DTC представляет собой субсистему, в ко­торой реализуется переключательная функция автономного инвертора в соответствии с принятым алгоритмом работы системы прямого управле­ния моментом.

РЕЗУЛЬТАТЫ МАТЕМАТИЧЕСКОГО МОДЕЛИРОВАНИЯ СИСТЕМ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

МАТЕМАТИЧЕСКАЯ МОДЕЛЬ АСИНХРОННОГО ДВИГАТЕЛЯ ДЛЯ СИСТЕМ DTC

Приведенный в предыдущем разделе набор структурных схем ти­повых функциональных блоков систем прямого управления моментом, конечно, далеко не полный, но и он позволяет исследовать системы DTC различных конфигураций. Для того, чтобы замкнуть математическую мо­дель, имеющийся банк структурных схем необходимо дополнить струк­турной схемой объекта регулирования. Здесь рассмотрены электропри­воды на основе асинхронного двигателя с короткозамкнутым ротором. Однако, известны схемы DTC - управления на основе синхронных двига­телей [36].

Математическая модель асинхронного двигателя базируется на известном математическом описании [22].

Однако при решении поставленной задачи нет необходимости использовать полную модель асинхронного двигателя. В системе DTC управление ведется только по статорным составляющим напряжения, тока и потокосцепления, а, следовательно, модель двигателя также целесообразно выполнить в статорных координатах. Для исключения из исходной системы уравнений (3.1) роторных переменных необходимо воспользоваться уравнениями связи составляющих токов и потокосце - плений двигателя. Как известно [22], эти переменные связаны между собой следующим образом:

Приведенная к статору система уравнений электромагнитного равновесия двигателя получается путем подстановки выражений (3.3) в систему уравнений (3.1):

где - Тг электромагнитная постоянная времени роторной цепи дви­гателя.

Уравнения электромеханического равновесия двигателя включа­ют в себя выражение электромагнитного момента (2.14) и основное урав­нение движения электропривода [12]. Эта система уравнений имеют вид:

(3.5)

где Jz - суммарный приведенный к валу двигателя момент инер­ции ротора и механизма,

Мс - внешнее возмущающее воздействие (момент статического сопротивления со стороны механизма).

В соответствии с системами уравнений (3.4) и (3.5) построена структурная схема асинхронного двигателя в статорных координатах. Схема приведена на рис.3.1 и выглядит следующим образом:

Все переменные в этой структурной схеме относятся к статорной цепи двигателя. Для построения системы DTC используется информация о текущих значениях составляющих тока статора isa и і, а также может быть использован сигнал о частоте вращения ротора двигателя шг, если рассматривается система с прямой индикацией частоты вращения. В бездатчиковых системах этот сигнал не используется.