Система электропривода

РАСЧЕТ КВАЗИУСТАНОВИВШИХСЯ РЕЖИМОВ РАБОТЫ СИСТЕМЫ DTC

Системы прямого управления моментом при постоянных сигналах задания потокосцепления статора и частоты вращения двигателя могут работать только в квазиустановившихся режимах, поскольку релейные гистерезисные регуляторы остаются в автоколебательном режиме. Рас­четы проводились при номинальном статическом моменте. Задание ча­стоты вращения двигателя составляло 50% и 100% номинального значе­ния. Сигналы с выходов релейных гистерезисных регуляторов двигателя при этом имеют вид, показанный на рис. 3.4.

а) ОДзи ~ Мс = Мном

Выход релейного гистерезисного регулятора потокосцепления статора dy. o.e.

Рис.3.4. Выходные сигналы релейных регуляторов в азиустановившемся режиме работы системы □ТС при соуст= 0,5 а)ном (а) и при (оуст = соном (б).

Результаты моделирования показали, что частота следования им­пульсов с выхода релейного гистерезисного регулятора потокосцепления статора изменяется пропорционально сигналу задания частоты враще­ния двигателя. Частота же следования импульсов с выхода релейного ги­стерезисного регулятора электромагнитного момента, напротив, умень­шается с увеличением установившегося значения частоты вращения двигателя. Однако при этом возрастает скважность работы релейного регулятора. Это объясняется тем, что при расчетах момент сопротивле­ния на валу двигателя был принят неизменным. При постоянном моменте сопротивления трехпозиционный регулятор электромагнитного момента работает в верхнем положении. Выходной сигнал этого регулятора из­меняется только в пределах (0 ...+1). Картина меняется при изменении направления вращения двигателя.

Сопоставление графиков, представленных на рис. 3.4,6 и рис. 3.5 показывает, что характер работы релейного гистерезисного регулятора потокосцепления статора от направления вращения двигателя в квазиу- становившемся режиме практически не зависит, а трехпозиционный ре­лейный гистерезисный регулятор электромагнитного момента работает в пределах (-1 ...0). При этом последовательность импульсов, поступаю­щих на вход таблицы переключений с определителя фазового сектора, изменяется на обратную.

В результате обработки информации, поступающей с релейных гистерезисных регуляторов и с определителя фазового сектора, на вы­ходе таблицы переключений образуются прямоугольные ступенчатые сигналы с единичной амплитудой, которые соответствуют требуемому в каждый момент времени пространственному расположению результиру­ющего вектора выходного напряжения преобразователя частоты.

При тех же условиях, что и при рассмотрении работы блока регу­ляторов системы DTC, выходные сигналы блока, реализующего таблицу переключений, в квазиустановившемся режиме работы имеют вид, пред­ставленный на рис. 3.6.

результирующего вектора напряжения преобразователя частоты в квазиустановившемся режиме работы системы DTC при ш = 0,5 со (а) и при со = со (б).

Дальнейшие расчеты показывают последовательное преобразо­вание сигналов с выхода таблицы переключений в последовательность управляющих импульсов силовыми электронными ключами преобразо­вателя частоты в системе DTC. На рис. 3.7 показаны коммутационные функции, образующиеся при изменении выходных сигналов релейных регуляторов в соответствии с рис. 3.4. Формирование коммутационных функций осуществляется в соответствии с векторными диаграммами на­пряжений, соответствующих каждому сектору, на которые условно раз­бита фазовая плоскость (рис.1.14). Эти преобразования выполняются с помощью следующей системы векторных уравнений:

= [(и, + и2 + u6)- (ti3 + и, +и 4 ‘ *в = 1*2 + и3 + и4)- (й, + U5 + йД (3.7)

йс = [(й4 + й5 + й6)-(й1 + йг + й3|

| а) tO зад ~ ’> Мt - М ном [

Коммутационная функция фазы А

,51--------- !----------- !--------- !----------- !-----------

,51____________________ L____________________ l_____________ , і------------------------------------------------------------------------------------- 1---------------------------------------------------- —

Коммутационная футца фазы В,5|-------- 1------------- 1 1 1

0™“^^

,51______ і________ j________ і----------- 1----------

Коммутационная функция фазы С

,51-------- !----- - -- 1:------- —т---------- !----------

0

,51_____________________ і____________________ І______________________ і____________________ J*___________________

Приведенные на рис. 3.7 коммутационные функции представля­ют собой управляющие воздействия, которые используются в реальных системах DTC для управления силовыми электронными ключами. Как видно из рис 3.7, частота заполнения полуволн выходного напряжения преобразователя частоты с возрастанием выходной частоты снижается. Это обстоятельство ведет к изменению формы фазных токов в статорных обмотках асинхронного двигателя.

В математических моделях эти функции преобразуются в ортого­нальную двухфазную систему координат, неподвижную в пространстве (систему координат а - (3). Для этого в моделях предусмотрен, как было указано выше, формирователь выходных напряжений. В реальных систе­мах это преобразование выполняется в блоке вычисления ненаблюдае­мых координат для получения переключательных функций Usa* и Us(3*. Эти же функции в масштабе представляют собой входные напряжения для асинхронного двигателя в математической модели системы DTC. Они имеют вид, показанный на рис.3.8.

Фазный ток асинхронного двигателя lsa, о. е.

Рис.3.9. Установившиеся значения фазных токов и напряжений асинхронной машины в системе DTC.

Сигналы на выходе формирователя выходных напряжений систе­мы DTC, естественно, не в полной мере соответствуют выходным напря­жениям преобразователя частоты в реальных системах. Математические модели строятся в предположении, что силовая часть преобразователя частоты состоит из идеальных силовых электронных ключей. В рассма­триваемых моделях не учитываются реальные электромагнитные про­цессы в IGBT-транзисторных модулях, которые являются на сегодняшний день основным элементом в силовой преобразовательной технике. Та­кое допущение, безусловно, вносит некоторую погрешность в результаты моделирования. Однако, для качественной оценки электромагнитных иэлектромеханических процессов, протекающих в системах электропри­вода с системами DTC-управления, такое допущение оправдано [19].

Процессы в электроприводе с прямым управлением моментом имеют квазиустановившийся характер, поскольку гистерезисные релей­ные регуляторы потокосцепления статора и электромагнитного момента двигателя в установившемся режиме работы электропривода остаются в автоколебательном режиме. Это вызывает высокочастотные колебания электромагнитного момента, тока и потокосцепления статора двигателя в установившихся режимах работы. Так как частота этих колебаний вы­сока, на частоту вращения двигателя они влияния не оказывают. На рис. 3.10 приведены квазиустановившиеся кривые изменения электромагнит­ного момента, тока и потокосцепления статора двигателя.

Амплитуда и частота квазиустановившихся колебаний опреде­ляются настроечными параметрами релейных регуляторов - величиной гистерезисного допуска и зоны нечувствительности. Тем не менее, об­щая тенденция такова. При снижении установившейся частоты вращения

частота квазиустановившихся колебаний электромагнитного момента и тока статора двигателя возрастает, а амплитуда этих колебаний снижа­ется. Последнее не относится к характеру изменения потокосцепления статора, амплитуда колебаний которого мало зависит от установившего­ся значения частоты вращения двигателя, а определяется, главным об­разом, величиной гистерезисного допуска соответствующего релейного регулятора.

Следует отметить, что, не смотря на кажущееся сходство кривых фазных напряжений и токов в системе DTC с системами, в которых ис­пользуется широтно-импульсная модуляция выходного напряжения авто­номного инвертора, принцип формирования этих кривых в системах DTC качественно отличается от того, что имеет место в ШИМ - инверторах. В системах с широтно-импульсной модуляцией выходного напряжения алгоритм модуляции задается извне. Система регулирования никак не воздействует на процесс модуляции. В системах DTC характер измене­ния кривой выходного напряжения определяется исключительно функци­онированием таблицы переключений, то есть является внутренним свой­ством системы регулирования.

РАСЧЕТ ПЕРЕХОДНЫХ ПРОЦЕССОВ В СИСТЕМАХ ПРЯМОГО УПРАВЛЕНИЯ МОМЕНТОМ

Расчет переходных процессов в системах DTC выполнен в соот­ветствии с функциональной схемой рис. 3.1. При расчетах во внешнем контуре регулирования скорости были использованы регуляторы П - типа и ПИ - типа. Использование того или иного типа регулятора во внешнем контуре регулирования при анализе установившихся режимов не имеет значения. При анализе переходных процессов выбор регулятора суще­ственен.

Расчет проведен в системе относительных единиц. На графики выведены кривые изменения частоты вращения ротора двигателя со*, электромагнитного момента двигателя Мэ*, амплитудного значения тока статора двигателя is*, амплитудного значения потокосцепления статора двигателя W* и фазного напряжения на выходе преобразователя частоты

Рассмотрены следующие режимы работы частотно-управляемого электропривода с системой прямого управления моментом:

- пуск двигателя из неподвижного состояния до номинальной частоты вращения (сог* = 1 о. е.);

- торможение двигателя от номинальной частоты вращения (ш* = 1 о. е.) до полной остановки;

- реверс двигателя от номинальной частоты вращения в направ­лении “вперед” (сог* = 1 о. е.) до номинальной частоты вращения в направ­лении “назад” (сог* = -1 о. е.).

- наброс двукратной нагрузки от Мс* = 1 о. е. до Мс* = 2 о. е.;

- сброс нагрузки до 10% от Мс* = 1 о. е. до Мс* = 0,1 о. е

На рис.3.11 приведены пусковые характеристики электропривода при пуске от нуля до номинальной частоты вращения.

б) Система с ПИ-регулятром скорости

Частота вращемія ротора двигателя ©Ї, о. е.

1.5|-------------------------

Элооромапюпный момент двигателя М|, о. е.

4г

Амгшгтудноезначение тока статора двигателя ls, о. е. 6

Амплитудное значение потокосцепления статора двигателя НК/, о. е.

Сопоставление графиков, приведенных на рис. 3.11,а и 3.11,6 показывает, что в системе с П - регулятором присутствует статическая ошибка, не превышающая 5% заданной частоты вращения. В системе с ПИ - регулятором статическая ошибка равна нулю. Ограничение мак­симального значения электромагнитного момента двигателя от типа регулятора скорости не зависит, а определяется только настроечными параметрами релейного гистерезисного регулятора момента. В данном примере ограничение электромагнитного момента было установлено на уровне 4Мэном. Характер изменения амплитудных значений тока и по­токосцепления статора от выбранного типа регулятора скорости зависитмало. В то же время характер изменения фазного напряжения явно за­висит от выбора регулятора скорости.

Торможение в частотно-управляемом электроприводе, независи­мо от принятой системы регулирования, осуществляется либо электроди­намическим способом - при наличии в цепи постоянного тока неуправляе­мого выпрямителя, либо рекуперативным способом - при наличии в цепи постоянного тока управляемого, так называемого, активного выпрямите­ля.

На рис.3.12, показан режим торможения асинхронного двигателя при частотном управлении с системой DTC от установившейся скорости сиг * = 1 до полной остановки cur * =0.

НОМ м ном

Характер переходных процессов при торможении несущественно зависит от выбранного типа регулятора скорости. При стремлении зада­ющего сигнала к нулю в ноль обращаются по завершении переходного процесса все основные переменные. Совершенно иной характер носят переходные процессы при торможении в системе с ПИ - регулятором при работе электропривода с активным моментом на валу. В этом случае
основные переменные в нуль не обращаются. При неподвижном состо­янии ротора система DTC продолжает поддерживать потокосцепление статора на номинальном уровне. Взаимодействие потокосцепления с то­ком статора позволяет создать необходимый электромагнитный момент, удерживающий ротор двигателя в неподвижном состоянии. Тормозная характеристика электропривода при наличии активного момента сопро­тивления на валу двигателя приведена на рис.3.13.

Рис.3.13. Тормозная характеристика электропривода с DTC - управлением при наличии активного статического момента на валу двигателя.

На рис. 3.14 приведены характеристики реверса электропривода от номинальной частоты вращения в направлении “вперед” (со* = 1 о. е.) до номинальной частоты вращения в направлении “назад” (сог* = -1 о. е.).

а) Система с П-рсгулятором скорости

200 250

Рис.3.14. Реверс асинхронного двигателя от номинальной ча­стоты в направлении “вперед” до номинальной частоты в направлении “назад” в системе DTC.

Как было сказано выше, характер переходных процессов при ре­версе электродвигателя в системе с П - регулятором скорости и в систе­ме с ПИ - регулятором скорости имеет мало различий. За исключением статической ошибки регулирования в системе с П - регулятором скорости - рис.3.14,а, которая отсутствует в системе с ПИ - регулятором скорости, в остальном переходные процессы весьма схожи. В момент изменения на­правления частоты вращения двигателя в кривой изменения амплитуды потокосцепления статора наступает кратковременный провал, который достаточно быстро устраняется.

Рассмотренные переходные процессы в системе прямого управле­ния моментом представляют собой реакцию системы DTC на изменение

управляющего воздействия. Помимо этого представляет интерес также реакция системы DTC на изменение возмущающего воздействия.

а) Система с П-регулятором скорости

Частота вращения ротора двигателя (Ог. о. е.

l,5i—і------------------------------------ !—

Рис. 3.15. Наброс и сброс нагрузки в асинхронном электроприводе при номинальной частоте вращения в системе DTC.

Оценка реакции системы прямого управления моментом на 100% наброс нагрузки и на сброс нагрузки до 10% номинальной показала, что отработка возмущающих воздействий происходит с достаточно высоким быстродействием. Отклонения скорости от установившегося значений не велики. В системе с П - регулятором скорости статическая ошибка регу­лирования присутствует, но не превышает 5% установившегося значения частоты вращения двигателя. В системе с ПИ - регулятором скорости ста­тическая ошибка отсутствует.

Таким образом, результаты анализа переходных процессов в си­стеме DTC показали, что система работоспособна во всех типовых для электроприводов общепромышленного назначения режимах и обладает высокими показателями качества переходных процессов, как с точки зре­ния быстродействия, так и с точки зрения плавности регулирования.