ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ЧАСТОТНО­ЗАВИСИМЫМИ ЦЕПЯМИ

Следящие ИП с двухполюсниками в частотно-зависимых цепях

Схема 2 (см. табл. 3.1) используется в преобразователях парамет­ров R, С и L в частоту синусоидального сигнала. Примером может служить преобразователь температуры в частоту (рис. 3.1) [23]. В нем содержится мостовая ЧЗЦ, образованная терморезистором Rit рези-

сторами /?2—Ra и конденсаторами Сі—Сз. Данная мостовая цепь яв­ляется одной из конкретных реализаций схемы 2 и одним из 18 ва­риантов таких ЧЗЦ [5]. Терморезистор подключен к ЧЗЦ по трех­проводной схеме, уменьшающей влияние температуры окружающей среды на погрешность преобразования. Условия равновесия ЧЗЦ с уче­том сопротивления линии Rл имеют вид:

<о2= 1 IChChlRa (Ri-bR*)- tRi+Rn)R*l2; (3.6)

Яз/С1=Д2/Сз+ (Я4-Н? л)/С2. (3.7)

Значения емкостей Сі—С3 и сопротивлений R2—Ra (при известном значении Rn) подбирают таким образом, чтобы выполнялось условие (3.7). Благодаря этому автоматическое уравновешивание ЧЗЦ при изменениях сопротивления Ri осуществляется за счет изменений ча­стоты <о согласно условию (3.6), которое определяет вид функции преобразования Ri—ко. Преобразователь работает в диапазоне тем­ператур от —30 до +70 °С при изменениях сопротивления терморези­стора от 41,71 до 75,58 Ом, вызывающих соответствующие изменения частоты f управляемого генератора У Г в диапазоне от 600 до 900 Гц.

Напряжение разбаланса мостовой цепи опережает по фазе напря­жение ее питания на угол, зависящий от частоты. Для обеспечения достаточно высокого и не зависящего от частоты коэффициента пере­дачи фазочувствительного выпрямителя ФЧВ его входное напряжение должно незначительно отличаться по фазе от опорного, которое в рассматриваемой схеме синфазно с напряжением питания ЧЗЦ. По­этому для компенсации фазового сдвига между этими двумя напря­жениями между усилителями У1 и У2 (образующими совместно уси­литель напряжения разбаланса) включена фазосдвигающая цепь ФЦ, создающая отрицательный сдвиг по фазе.

В [24, 25] описаны автокомпенсационные измерители-регистраторы частоты синусоидального сигнала, представляющие собой обратные преобразователи по отношению к преобразователям, построенным по схеме, представленной на рис. 3.1. Измерители выполнены на базе стандартных автоматических мостов переменного тока путем замены их измерительных цепей уравновешенными мостовыми ЧЗЦ, в которых в качестве одного из резисторов попользован реохорд прибора. Эти устройства осуществляют преобразование частоты входного напряже­ния, питающего ЧЗЦ, в перемещение подвижного контакта реохорда.

Схема такого прибора *[24] приведена на рис. 3.2. Прибор построен

на основе мостовой ЧЗЦ, условия равновесия которой имеют вид:

СО = yf {R1R3— ^2^4)/^1^*2^3^2 ’ (З*®)

LJR3—LijR2=RC2. (3.9)

В качестве резистора У?4 используется реохорд прибора, значения параметров остальных элементов ЧЗЦ выбираются исходя из пред­ставления условия (3.8) в виде

0)2=a—bR4t (3.10)

где

a^RJhCuRb b=ILxC2Rz, (3.11)

и нахождения значений постоянных а и Ъ из (3.10) в соответствии с заданными пределами изменений частоты и сопротивления реохорда. Равенства (3.9) и (3.11) образуют систему трех уравнений, связываю­щих между собой шесть неизвестных параметров. Достаточно задать только три параметра, например 1L1, Z,4 и С2, и рассчитать значения сопротивлений. При этом обеспечивается постоянное выполнение усло­вия равновесия (3.9), а согласно первому условию равновесия (3.8) изменения частоты со могут быть уравновешены изменениями сопро­тивления реохорда R4.

Напряжение разбаланса ЧЗЦ усиливается усилителем У1 и подает­ся на фазочувствительный выпрямитель ФЧВУ выходное напряжение которого с помощью модулятора Мд преобразуется в переменное на­пряжение частотой 50 Гц. Последнее через усилитель мощности У2 по­ступает на двигатель Д, кинематически связанный с реохордом. Опор­ное напряжение подается на ФЧВ с добавочной обмотки входноготрансформатора через фазовращатель Фв, обеспечивающий в рабочем диапазоне частот сдвиг фазы примерно на тот же, зависящий от ча­стоты, угол, что и угол фазового сдвига между напряжениями разба­ланса и питания ЧЗЦ.

При линейной характеристике реохорда /?4=^оф/|фо* где ф — пере­мещение его подвижного контакта, отсчитываемое от определенной начальной отметки; R0 и ф0 — максимальные значения переменных R4 и ф, причем функция преобразования ф=(ф (со) данного измерителя-ре­гистратора определяется зависимостью (3.8) или (3.10). Частотный датчик — измеритель частоты при квадратичной характеристике частот­ных датчиков используется для линеаризации функции преобразования всего измерительного тракта.

Рассмотрим следящие ИП, выполненные на основе квадратурных цепей (см. схему 1 табл. 3.1) и мостовых квазиуравновешенных ЧЗЦ (см. схему 3).

Квадратурные цепи характеризуются условием квазиравновесия Zi = Z2, не зависящим от напряжения питания, т. е. напряжения выходного сигнала ИП. Согласно этому условию включение в качестве одного из элементов квадратурной цепи элемента с преобразуемым сопротивлением Rx, а в качестве другого — катушки с индуктивностью L или конденсатора емкостью С позволяет получить линейные преоб­разования

f=Rx/2nL или T=2nCRx

без методических погрешностей. Инструментальные погрешности об­разцов преобразователей составляют примерно 0,1% [20]. Недостатком ИП с квадратурными ЧЗЦ является невозможность прямо пропорцио­нального преобразования емкости, индуктивности и взаимной ин« дуктивности в частоту [2].

Как отмечено в § 3.1, имеется 16 вариантов мостовых квазиурав­новешенных ЧЗЦ, которые в соответствии с условием квазиравновесия обеспечивают пропорциональную зависимость между преобразуе­мым параметром электрической цепи и частотой (или периодом) выходного синусоидального сигнала. Из этих вариантов для практи­ческого использования рекомендуются приведенные ниже [2].

Мостовая цепь (см. схему 3 табл. 3.1), в которой Zi = /j(aCh Z2= = R2, Z3=/?3, Za = Ra и в соответствии с (3.2) (d=R3/R2R4Cu обеспечи­вает пропорциональное преобразование малых сопротивлений /?3 в ча­стоту.

Мостовая цепь, в которойZ=R, Z2=/coL2, Z3=#3, Z4=/?4, обес­печивает пропорциональное преобразование больших сопротивлении Ri в частоту в соответствии с функцией преобразования g)=/?i/?3//?4Z,2*

Мостовая цепь, в которой Zi=l//(oCi, Z2=1//g)C2, Zz=RZy Z4= = 1//(оС4, обеспечивает пропорциональное преобразование в частоту малых емкостей Сх (o = Ci//?3C2C4.

Мостовая цепь, в которой Z{ = RU Z2=/g>L2, Z3=/(oL3, Z4—

=/(oL4, обеспечивает пропорциональное преобразование в частоту ма­лых индуктивностей L3: (o = /?iL3/L2L4.

Очевидно, что указанные мостовые цепи позволяют преобразовать в период выходного сигнала параметры, стоящие в знаменателях со­ответствующих функций преобразования.

Для преобразования взаимной индуктивности в пропорциональное изменение частоты (периода) выходного сигнала в мостовой схеме 3 (см. табл. 3.1) в плечо Z2 включают первичную обмотку катушки взаимной индуктивности, а напряжение со вторичной обмотки подают на соответствующий вход УС (рис. 3.3) [2]. Сопротивления других плеч подобной ЧЗЦ должны быть выбраны исходя из условий Z\^> XoAf, где М — коэффициент взаимной индуктивности и |Z4|>|Z3|. Условие квазиравновесия такой ЧЗЦ имеет вид

|Zi|/coM^|Z4|/|Z3|. (3.12)

Из десяти вариантов подобных ЧЗЦ, обеспечивающих пропорцио­нальное преобразование М—ко (или М—>-Г), для практического ис­пользования рекомендуются следующие два [2]: |Zi|=(oL, Z3=/?, |Z4| = l/o)C — в этом случае в соответствии с (3.12) реализуется преобразование a) = M/RCL

|Zi| = 1/g)Ci, Zz=R, IZ4І = 1/соС4 — в этом случае в соответствии с (3.12) обеспечивается преобразование T=2nCxMlRCA.

Специфическим узлом ИП с квазиуравновешенными ЧЗЦ является УС. Известны два основных типа таких устройств сравнения: двухка­нальные и коммутационные. Двухканальные (рис. 3.4) содержат два •отдельных канала для преобразования уровней сравниваемых напря­жений U і и U 2 (усилители переменного тока У і и У2) и элемент фор-

мирования величины, пропорциональной разности модулей этих напря­жений (однополупериодный дифференциальный выпрямитель) [2]. К вы­ходу выпрямителя подключен фильтр Ф. Напряжение на выходе фильт­ра иг=и,-и2.

В коммутационных УС [1, 20] используется общий канал преобра­зований, который периодически и поочередно подключается к каждому из сравниваемых напряжений [1, 20]. Точность сравнения при исполь­зовании коммутационных нуль-органов выше, чем при использовании - двухканальных, так как погрешности последних в основном обуслов­ливаются неидентичностью и нестабильностью каналов.

Принцип действия коммутационного нуль-органа поясняется на рис. 3.5 [1]. Переключатель Я с частотой управляющего напряжения t/з поочередно подключает ко входу усилителя У сравниваемые на­пряжения Uі и U2. Частота переключений примерно на порядок меньше частоты напряжений U и U2. Напряжение UA на выходе усилителя У модулировано по амплитуде и фазе с частотой напряжения коммута­ции. К выходу усилителя У подключен амплитудный выпрямитель АВУ выделяющий огибающую напряжения U4. Амплитуда полученного та­ким образом переменного напряжения Us пропорциональна разности U\ — U2, а его фаза относительно коммутирующего напряжения определяется знаком этой разности.