ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ЧАСТОТНО­ЗАВИСИМЫМИ ЦЕПЯМИ

Классификация следящих ИП с частотно-зависимыми цепями

Классификация рассматриваемых ИП сводится по существу к клас­сификации используемых в них ЧЗЦ уравновешивания, поскольку раз­личия в последних определяют в основном различия данных ИП [8].

Схемы основных типов ЧЗЦ уравновешивания и условия их рав­новесия, определяющие функции преобразования ИП, приведены в табл. 3.1, которая, по существу, соответствует дальнейшей детализа­ции правого столбца табл. 1.1.

В качестве классификационных признаков в табл. 3.1 приняты тип ЧЗЦ, характер выходного (входного) сигнала ИП и режим равновес­ного состояния.

Компенсационная схема 1 известна как квадратурная цепь [2, 20] и представляет собой делитель напряжения, состоящий из элемента с активным Zx и элемента с реактивным Z2 сопротивлениями. Напря­жения на этих элементах находятся в квадратуре, что определяет на­звание «квадратурная цепь». Согласно условию ее квазиравновесия в ИП с такими ЧЗЦ может быть получено линейное преобразование сопротивления в частоту или период синусоидального сигнала (см. § 3.2).

Схема 2 представляет собой схему уравновешенных мостовых ЧЗЦ, плечи которых образованы элементами с комплексными сопротивле­ниями Z — Z4. Векторное условие равновесия ZxZz=Z2Z^ таких цепей распадается на два скалярных уравнения. Одно из них зависит как от параметров комплексных сопротивлений Zx—Z4,, так и от частоты ю напряжения питания моста, а второе не зависит от частоты ю и изме­няющегося (например, измеряемого) параметра х [1, 5]. Поэтому со­ответствующим выбором параметров элементов мостовой схемы обес­печивают постоянное выполнение второго условия равновесия, и тогда первое условие равновесия *ф(л:, со)=0 служит основой для построения ИП. В [1] приведены 18 схем подобных ЧЗЦ, полученных исходя из условия зависимости от частоты только активной или только реактив­ной составляющей напряжения разбаланса моста AU. Все эти схемы имеют общий недостаток — частота входит в их условия равновесия только во второй степени, и линейное преобразование параметров R, L и С в частоту невозможно.

Схема 3 по построению идентична схеме 2, но работает в режиме квазиравновесия (при котором | | = | £У21), обеспечивающем широкие

возможности получения пропорциональных зависимостей между любы­ми параметрами электрических цепей и частотой (или периодом) вы­ходного сигнала [2]. Эти возможности реализуются, если

|Z1|>|Z2|; |Z4|>|Z3|. (3.1)

OS

r *h*Hrp»L

IZ | |Z3|^|Z2| IZ41. (3.2)

В [2] приведены данные 16 вариантов подобных ЧЗЦ, образован­ных включением в качестве элементов Zi—Z4 различных комбинаций резисторов, конденсаторов и катушек индуктивности таким образом, чтобы в соответствии с (3.2) была обеспечена пропорциональная зави­симость между преобразуемым параметром и частотой (или периодом) синусоидального сигнала, а также данные 10 вариантов ЧЗЦ для та­кого же преобразования взаимной индуктивности.

С помощью прямых ИП, построенных на основе схем 1—3, можно преобразовывать в частоту как параметры электрических цепей, так и измеряемые или управляющие переменные х, воздействующие на со­противление Rx резистора, включенного в качестве одного из элементов ЧЗЦ. При этом функция преобразования ИП зависит от функции Rx = =Ф(х), которая может являться, например, характеристикой терморе­зистора, а при использовании в качестве переменной х механического перемещения или цифрового кода являться характеристикой электро­механического или цифрового управляемого резистора соответственно. Применение подобных резисторов с линейной характеристикой Rx — = RXо(х/Хо), где Rxо и лг0 — максимальные значения соответствующих величин, не изменяет характера функции преобразования ИП.

Схема 4 применяется в качестве измерительной цепи широко известных [3, 16, 21] компенсационных преобразователей напряжения постоянного тока в частоту. Она образована цепью подачи преобра­зуемого напряжения Vх и цепью отрицательной обратной связи, вы­полненной в виде обратного измерительного преобразователя ОИП не­посредственного преобразования с ЧЗЧ, построенного по какой-либо из схем, описанных в § 2.3. Характерной особенностью схемы 4, в отличие от большинства ЧЗЦ уравновешивания, является наличие сигнала раз­баланса U в виде напряжения постоянного тока, что существенно влияет на построение схемы ИП в целом (см. ниже).

Схема 5 построена как мостовая цепь, каждая ветвь которой обра­зована двумя четырехполюсниками, соединенными последовательно через развязывающие усилители РУ1 и РУ2 и выполненными в виде ЧЗЧ и управляемых делителей напряжения У ДНІ и УДН2у коэффи­циенты передачи которых функционально зависят от входных (выход­ных) переменных *1 и (или) х2 [8]. В зависимости от использования в качестве переменных х{ и х2 преобразуемого сопротивления, механи­ческого перемещения, цифрового кода или относительной длительности прямоугольных импульсов, следующих с частотой, многократно превы­шающей частоту напряжения питания ЧЗЦ, в качестве делителей УДН применяются соответственно преобразователи сопротивления в напря­жение, функциональные потенциометры, функциональные цифро-анало­говые преобразователи или высокочастотные функциональные широтно-

импульсные демодуляторы. Переменными Х и х2 могут быть также температура или непосредственно коэффициенты передачи этих дели­телей.

В общем случае в схеме 5 делители У ДНІ и УДН2 управляются различными переменными Х и х2. Если Фі(лгі) и Ф2(*2)—функциональ­ные характеристики этих делителей, а /Сі(со) и /C2(w) — амплитудно- частотные характеристики четырехполюсников ЧЗЧ1 и ЧЗЧ2, то со­гласно условию равновесия данной ЧЗЦ, приведенному в табл. 3.1, в прямых ИП с такой ЧЗЦ может быть получена зависимость вида

ы = К-1 [Ф2 (*2) /Фі (*і) ], (3.3)

где К-1 — функция, обратная функции К((д)=К (со) //С2 (со).

В обратных ИП с подобной ЧЗЦ и одной из переменных Х или х2 как выходным параметром (например, х2) реализуется зависимость вида

х2=ф_! [ф! (х{)К (со) ], (3.4)

где Ф_1 — функция, обратная функции Фг(*2)«

Зависимость функции преобразования (3.3) и (3.4) от частоты ю в виде отношения амплитудно-частотных характеристик двух ЧЗЧ дает возможность точно аппроксимировать требуемые функции их дробно­рациональным приближением.

При подаче на делители У ДНІ и УДН2 одной и той же перемен­ной х = х2=х (см. в схеме 5 штриховую линию) ИП с ЧЗЦ данного типа обеспечивают получение функций преобразования х—>-(о или <о—>- —>-х, определяемых (согласно условию равновесия этой ЧЗЦ) равен­ством

Кі (со) 1К2 (со) =Ф2 (х) /Фі (х). (3.5)

Взаимно подбирая в соответствии с (3.5) функциональные харак­теристики четырех независимых элементов, можно точно воспроизвести или аппроксимировать широкий класс функций преобразования, напри­мер дробно-рациональным приближением аппроксимировать как задан­ную функцию, так и обратную ей. Однако в ряде практических случаев данную ЧЗЦ достаточно использовать в неполном виде: без одного управляемого делителя или (и) без одного ЧЗЧ. При этом функции преобразования определяются соотношением (3.5) с заменой характе­ристик отсутствующих элементов константами.

Схемы 6 и 7 по построению полностью аналогичны схемам 4 и 5 и отличаются от них лишь использованием ПДА в качестве ЧЗЧ (в том числе и в обратном преобразователе ОИП в цепи обратной связи схе­мы 5). Вместо амплитудно-частотных характеристик ЧЗЧ К (со) ис­пользуются характеристики ПДА /7(0). Схема 6 может быть исполь­зована как измерительная цепь компенсационных преобразователей на­пряжения в широтно - или частотно-импульсный сигнал с уравновеши­ванием по напряжению постоянного тока. Мостовая схема 7 [22] ха­рактеризуется теми же возможностями и особенностями, связанными с разнообразием ее вариантов для работы с переменными х различного характера и с воспроизводимыми функциями преобразования, что и -схема 5. Различия между схемами 5 и 7 по форме питающего напря­жения и по режимам равновесного состояния влияют лишь на построе­ние остальной части схемы ИП (см. ниже).

Пустые ячейки табл. 3.1 соответствуют нереализуемым вариантам ЧЗЦ уравновешивания или, по крайней мере, не известным в настоя­щее время.

Функциональные схемы следящих ИП в целом строятся как кон­кретные варианты обобщенной структурной схемы ИП следящего пре­образования (см. рис. 1.7) с различиями, зависящими от типа исполь­зуемых ЧЗЦ уравновешивания. Так, в ИП с ЧЗЦ, имеющими сигнал разбаланса в виде напряжения постоянного тока (схемы 4 и 6), уси­литель ОУ выполняют в виде усилителя постоянного тока без УС на ■ею входе. При этом выходное напряжение усилителя ОУ может быть непосредственно (без специальных формирователей) использовано в качестве управляющего сигнала генератора У Г (или У ГО), в связ*і с чем в ИП с ЧЗЦ, выполненными по схемам 4 и 6, блок БФУС также отсутствует.

В ИП с мостовыми ЧЗЦ, питаемыми синусоидальным напряжени­ем и работающими в уравновешенном режиме (см. схему 2), необхо­димости в УС также нет. Поскольку напряжение разбаланса подобных ЧЗЦ является синусоидальным, то в ИП, построенных на их основе, усилитель ОУ выполняют в виде усилителя переменного тока. Для получения сигнала управления генераторами УГ или УГО в виде на­пряжения постоянного тока с уровнем и полярностью, соответствую­щими сигналу разбаланса, после усилителя У в качестве блока БФУС включают фазочувствительный выпрямитель, к выходу которого прп необходимости подключают усилитель мощности.

В схемах 1, 3 и 5 используется УС. Оно формирует сигнал, про­порциональный разности амплитуд выходных напряжений Ux и U2 ветвей ЧЗЦ (см. § 1.2). Характер выходного напряжения УС опреде­ляет выполнение усилителя ОУ в виде усилителя постоянного или переменного тока. В последнем случае после усилителя включают БФУС в виде фазочувствительного выпрямителя.

Мостовые ЧЗЦ уравновешивания, питаемые импульсным напря­жением, принципиально являются только уравновешенными, что свя­зано (как указывалось в § 1.2) с построением таких ЧЗЦ на основе ПДА, не вносящих сдвигов фазы их импульсного напряжения питания. Поэтому в ИП данной группы, выполненных на основе схемы 7, не содержится УС и используются усилитель постоянного или перемен­ного тока и блок БФУС на выходе. Однако в подобных ИП этот блок отличается от фазочувствительного выпрямителя более сложной схемой (см. § 3.3).

Отметим, что в обратных ИП, построенных в соответствии с обоб­щенной структурной схемой (см. рис. 1.7) и имеющих в качестве вы­ходной переменной механическое перемещение, цифровой код или от­носительную длительность прямоугольных импульсов, следующих с вы­сокой частотой, в качестве генератора УГО должны применяться со­ответственно исполнительный двигатель, генератор цифрового кода или высокочастотный широтно-импульсный модулятор.

ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ЧАСТОТНО­ЗАВИСИМЫМИ ЦЕПЯМИ

Стабилизаторы напряжения АСН

Стабилизаторы напряжения для котлов и другой бытовой техники Контакты для заказов: +38 050 457 1330 stabilizator@msd.com.ua Технические характеристики АСН-250 - 615 грн. Номинальная мощность 250 Вт Рабочий диапазон (1) вх) …

Структурные схемы ИП с частотно-зависимыми целями, работающих в широком диапазоне

Структурная схема преобразователя напряжения в частоту следо­вания импульсов со степенной функцией преобразования приведена на рис. 5.3. Пороговые элементы ПЭ1—ПЭп, управляемые делители на­пряжения У ДНІ—УДНп, инвертор НЕ и схемы запрета С31—СЗп …

Вопросы технической реализации метода расширения диапазона преобразования

Специфические вопросы реализации рассмотренного метода рас­ширения диапазона преобразования в ИП с ЧЗЦ связаны с характе­ром их входных и выходных переменных. Вид входной переменной X предопределяет способы построения пороговых элементов ПЭ …

Как с нами связаться:

Украина:
г.Александрия
тел./факс +38 05235  77193 Бухгалтерия
+38 050 512 11 94 — гл. инженер-менеджер (продажи всего оборудования)

+38 050 457 13 30 — Рашид - продажи новинок
e-mail: msd@msd.com.ua
Схема проезда к производственному офису:
Схема проезда к МСД

Оперативная связь

Укажите свой телефон или адрес эл. почты — наш менеджер перезвонит Вам в удобное для Вас время.