Частотные преобразования

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ АНАЛОГОВОЙ ВЕЛИЧИНЫ ВО ВРЕМЕННОЙ ИНТЕРВАЛ С РАЗОМКНУТОЙ СТРУКТУРОЙ И ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ ВТОРОГО РОДА

К этой группе преобразователей относятся устройства, в кото­рых входной сигнал используется для линейной зарядки или разряда накопительного элемента (обычно, конденсатора). В зависимости от требуемой точности для линеаризации процесса зарядки или разряда используются либо простейшие интегрирующие 7?С-звенья, либо зарядка или разряд производится через токостабилизирующий трех - полюсник, либо для этой цели используется усилитель постоянного тока, охваченный емкостной обратной связью.

В момент, когда напряжение на накопительном элементе дости­гает опорного уровня, срабатывает сравнивающее устройство. На этом процесс преобразования заканчивается.

Недостатком преобразователей, использующих заряд накопитель­ного элемента через линеаризирующий узел [Л. 43], является обрат­но пропорциональная зависимость между преобразуемой аналоговой величиной и выходным сигналом — временным интервалом.

Большое распространение получили преобразователи аналоговой величины во временной интервал, использующие разряд накопитель­ного элемента через линеаризирующий узел и позволяющие получить прямо пропорциональную зависимость между аналоговой величи­ной и временным интервалом.

Простейшие преобразователи аналоговой величины во времен­ной интервал с разомкнутой структурой могут строиться на базе неуправляемых автогенераторов [Л. 44, 45]. В этом случае для формирования временного интервала используется разряд предвари­тельно заряженного преобразуемым напряжением накопительного элемента автогенератора через линеаризирующий узел. В тот мо­мент, когда напряжение на накопительном элементе станет равным нулю, в автогенераторе возникает лавинообразный процесс, возвра­щающий последний в исходное положение.

Таким образом, в данном случае управление временным интер­валом производится изменением перепада напряжения на накопи­тельном элементе автогенератора. На рис. 42 представлена принци­пиальная схема преобразователя, выполненного на базе мульти­вибратора, находящегося в ждущем режиме. Преобразователь имеет широкий диапазон регулирования (большой линейный участок ре­гулировочной характеристики) и хорошую термостабилыюсть.

Устройство работает следующим образом. В исходном состоянии транзистор Г3 находится в режиме насыщения, транзистор Т2 в режиме отсечки, конденсатор С4 времязадающей цепи RiCi муль« тивибратора заряжен через малое выходное сопротивление эмит - терного повторителя на транзисторе Г4 до напряжения £/Вх. Диоды Ді и Дг смещены в обратном направлении и не оказывают влияния на работу транзистора Г4.

При подаче отрицательного запускающего импульса на базу транзистора Ті в его коллекторной цепи возникает положительный перепад напряжения, который передается на базу транзистора Г3, закрывая его. В мультивибраторе развивается лавинообразный про­цесс, в результате которого транзистор Т2 открывается, а Т3 пол­ностью закрывается. Диоды Ді и Д2 открываются, одинаковое падение напряжения на них отключает транзистор Г4 от остальной цепи.

Конденсатор Сі начинает перезаряжаться по цепи Т2—Дг—Сі— R. В тот момент, когда напряжение на базе транзистора Т3 дости­гает нулевого уровня, Т3 открывается, что соответствует исходному состоянию схемы.

Длительность импульса, снимаемого с коллектора транзистора Ті, пропорциональна преобразуемому напряжению.

Пренебрегая шунтирующим действием диодов Ді и Д2 в момент зарядки конденсатора Сі и считая, что падение напряжения на переходе коллектор — эмиттер насыщенного транзистора Т3 в этот момент равно нулю, запишем напряжение на конденсаторе Сі к концу зарядки:

U вх,

При разряде напряжение на конденсаторе изменяется по закону

Ток разряда /раз, определяемый генератором тока, образован­ным резистором Rі и источником Eq, остается в течение разряда конденсатора постоянным:

Применение вместо простейшего генератора тока, выполненного на резисторе Ді и источнике напряжения Еб, токостабилизирующего трехполюсника позволяет повысить стабильность разрядного тока конденсатора Сь а следовательно, повысить линейность характери­стики вход—выход преобразователя.

Рис, 43. Блок-схема преобразователя аналог—времен­ной интервал, использующего разряд импульсами эталонной вольт-секундной площади.

К остальным элементам схемы особые требования не предъ­являются, однако следует учитывать, что ток базы транзистора Т3 выбирается таким, чтобы транзистор Т3 был насыщен, а транзистор Т2 не выходил из закрытого состояния в рабочем интервале темпе­ратур. Это обеспечивает ждущий режим работы мультивибратора.

Преобразователи аналоговой величины во временном интервале, выполненные на базе автогенераторов, являются простейшими в силу того, что каждый элемент мультивибратора выполняет не­сколько функций. Однако требования, предъявляемые к элементам, работающим, например, в качестве сравнивающего устройства, и эле­ментам, обеспечивающим замыкание петли обратной связи, являются разными и порой противоречивыми. Из-за этого ухудшаются метро­логические характеристики преобразователей, выполненных на базе простейших автогенераторов, сужается зона линейности преобразо­вателей характеристики, уменьшается кратность регулирования, увеличивается температурная зависимость, ухудшается общая точ­ность и стабильность устройства.

Значительное улучшение метрологических характеристик можно получить разделением функций элементов преобразователя и выпол­нением каждой из этих функций своим элементом, выбором кото­рого в каждом конкретном случае определяется общая принципи­альная схема и достижимые с. помощью ее точность и стабильность всего устройства.

На рис. 43 изображена блок-схема преобразователя, использую­щего раздельные функциональные элементы, в котором разряд пред­варительно заряженного до входного напряжения накопительного элемента производится импульсами, имеющими стабильную вольт - секундиую площадь [Я. 40].

Устройство содержит входной переключатель, накопительный конденсатор, генератор импульсов стабильной вольт-секундной пло­щади, нуль-орган, триггер, счетчик. Устройство'работает следующим образом: в момент прихода управляющего сигнала переключатель подключает выход одного из каналов преобразуемых сигналов; про­изводится быстрый заряд накопительного конденсатора С; затем по команде Запуск сигналом триггера разъединяется выход преобразуе­мого в данный момент канала и накопительный конденсатор и запускается генератор, импульсами которого, имеющими стабильную вольт-секундную площадь, производится разряд накопительного конденсатора.

В момент, когда напряжение на конденсаторе станет равным нулю, срабатывает нуль-орган, возвращая устройство в исходное положение. При этом входной переключатель подключает к накопи­тельному конденсатору выход другого канала, генератор эталон­ных импульсов прекращает генерацию.

Количество импульсов, поступившее от генератора импульсов и зафиксированное счетчиком, определяется выражением

£ЛРхС + Д<7 N

где N — число импульсов эталонного генератора; qo — единичный заряд, переносимый каждым импульсом стабильной вольт-секунд - ной площади; С— емкость накопительного конденсатора; Aq — не­компенсированный остаточный заряд накопительного конденсатора (kq<qo) (ошибка дискретности преобразования).

Точность измерения Uвх определяется в основном точностью и стабильностью фомирования единичного заряда qo, а разрешаю­щая способность преобразователя — его абсолютным значением (т. е. величиной дискреты).

Описанные выше методы формирования временного интервала заключались либо в зарядке накопительного элемента входным ана­логовым сигналом через линеаризирующий узел, либо в быстром за­ряде накопительного элемента преобразуемым сигналом и дальней­шей разрядке накопительного элемента эталонным компенсирующим сигналом, непрерывным или импульсным, вольт-секундная площадь которого является стабильной.

Основным недостатком этих методов является узкий диапазон рабочих температур, в котором сохраняется требуемая точность. Если принять во внимание, что наименьший температурный коэффи­циент емкости конденсатора составляет 200 • 10—6 на ГС, за исклю­чением слюдяных с малыми номиналами емкостей, то погрешность только от изменения емкости накопительного элемента для диа­пазона температур ±50°С составит величину в 1%.

Однако сочетание этих методов (зарядка накопительного эле­мента от преобразуемого аналогового сигнала через линеаризующий узел за определенный постоянный интервал времени и последующий разряд накопительного элемента до нулевого потенциала через дру­гой линеаризирующий узел) позволяет исключить из уравнения пре­образования, характеризующего этот метод, величину емкости кон­денсатора и'~частично скомпенсировать погрешность от нелинейности.

Поэтому списанный метод преобразования, часто называемый мето­дом двухтактного или двойного интегрирования, получил в послед­нее время большое распространение.

На рис. 44,а, б представлены соответственно блок-схема преоб­разователя и принципиальная схема аналоговой части одного из вариантов преобразователя по методу двухтактного интегрирования, использующего токостабилизирующие трехполюсники в качестве линеаризирующих узлов в цепях зарядки и разряда накопительного элемента (интегрирующего конденсатора) [JI. 47].

Устройство содержит два источника тока и два ключа К и Кг, соединенных в мостовую схему, в одну из диагоналей которой включен интегрирующий конденсатор; нуль-орган, блок управления, генератор импульсов тактовой частоты и составляющие цифровую часть прибора — генератор импульсов эталонной частоты, вентиль, счетчик.

Источники тока выполнены на транзисторных токостабилизи­рующих трехполюсниках. Ток первого трехполюсника на транзисто­рах Ті и Т2 пропорциопален UBx, ток второго трехполюсника на транзисторах Т3, Г4 пропорционален эталонному напряжению Uo.

Ключи собраны соответственно /Сі на транзисторе Тъ, Кг — на транзисторе Г6. Нуль-орган состоит из предварительного усилителя, в качестве которого используется параллельно-балансный каскад усилителя постоянного тока на транзисторах Т7 и Ts и формирую, щего узла, собранного по схеме триггер Шмитта на транзисторах TQ и Tq. Такое построение нуль-органа позволяет получить высокое входное сопротивление.

Каскад на транзисторе Тц служит для согласования выхода нуль-органа с блоком управления. Остальные блоки являются стан­дартными.

Устройство работает следующим образом.

Перед началом измерения сигналом с блока управления тран­зисторы Тъ и Т6 открываются. При. этом интегрирующий конденсатор С разряжается до напряжения, близкого к нулю и равного разности остаточных напряжений коллекторно-эмиттерных переходов тран­зисторов Г5 и Г6. Вентиль закрыт и импульсы эталонной частоты не поступают на счетчик.

Первый тактовый импульс через блок управления вызывает запирание ключа /Сі (Г5). Интегрирующий конденсатор начинает заряжаться током, пропорциональным преобразуемому напряжению по цепи открытый транзистор Г6 (Кг)—интегрирующий конденса­тор С — источник тока на транзисторах Ті и Т2.

Первый такт — такт зарядки конденсатора С током, пропорцио­нальным Uвх, заканчивается приходом на блок управления такто­вого импульса. В 3T0t момент сигналом, поступающим с блока управления, ключ Ki и вентиль открываются, ключ Кг (Те) —закры­вается.

Длительность первого такта интегрирования определяется в основном частотным спектром помехи и кратна ее периоду.

Во втором такте интегрирующий конденсатор С перезаряжается током, пропорциональным напряжению эталонного источника по цепи открытый транзистор Г5 (/Сі)—интегрирующий конденсатор С — источник тока на транзисторах Г3 и Г4. В это же время импуль­сы эталонной частоты через открытый вентиль поступают на счетчик.

Момент прохождения через нуль напряжения на интегрирующем конденсаторе фиксируется нуль-органом, импульс с которого через блок управления закрывает вентиль и возвращает схему в исход­ное состояние. Результат, записанный в счетчике, соответствует сред­нему значению преобразуемого напряжения за фиксированный ин­тервал времени.

При подаче в блок управления импульса начала измерения клю­чом Ki к интегратору подключается измеряемое напряжение і£/вх. Выходное напряжение интегратора начинает линейно расти по закону

t

#вых )= j* ^вх (0 dt.

О

В противном случае интеграл может быть заменен произве­дением u*xt (где и ВХ — среднее значение входного напряжения за время t).

Одновременно с началом интегрирования сигналом блока управ­ления открывается схема совпадения, через которую импульсы эта­лонной частоты / поступают из генератора импульсов в счетчик, емкость которого равна N импульсов. Через время Tt = NJf число, записанное в счетчике, сбрасывается и одновременно сигналом с вы­хода счетчика через блок управления и синхронизации переключается ключ Ki и к интегратору подключается эталонное напряжение Uо (например, +Uо в случае преобразования отрицательного входного напряжения).

Сигнал сброса возвращает все устройство, включая счетчик, в исходное состояние.

При измерении положительных напряжений в начальный момент (после импульса запуска) под действием сигнала сравнивающего

устройства происходит переключение ключа Кг, в результате чего для компенсации входного напряжения используется отрицательное напряжение эталонного источника.

Число, записанное в счетчике, пропорционально значению ана­логового сигнала. При этом становится возможным преобразование биполярного входного сигнала и на точность преобразования не влияет плавный уход частоты (температурный, временной и др.) генератора, параметров, определяющих постоянную времени интегра­тора (RC) без учета пренебрежимо малых. изменений, происходящих в течение одного такого преобразования, длящегося доли секунды. Высокое качество интегрирования, получаемое в данном устройстве, обеспечивает высокую линейность преобразования и, как следствие, позволяет получить с его помощью точность преобразования поряд­ка 0,01% и выше.

Как видно, числовой эквивалент соответствует среднему значе­нию аналоговой величины за фиксированный промежуток времени, равный Ті. Следовательно, этот метод преобразования имеет су­щественное преимущество, заключающееся в том, что производится интегрирование входного аналогового сигнала за время Ти при над­лежащем Выборе которого удается в значительной мере устранить погрешность преобразователя.

Высокая помехозащищенность преобразователя аналоговой ве­личины в число импульсов, использующего метод двухтактного инте­грирования, является одним из основных достоинств этого типа преобразователя. Другим его важным достоинством является частич­ная* компенсация погрешности, возникающей из-за нелинейности напряжения на выходе интегратора в процессе преобразования ана­логового сигнала

Как видно, суммарная погрешность Преобразования зависит от погрешности интегрирования, отношения tx/Tu R1IR2 и от ста­бильности компенсирующего напряжения. Постоянство отношения R1IR2 обеспечивается стабильностью сопротивлений Ri и i?2, точнее говоря, идентичностью их отклонений от начального значения во времени и при изменении температуры. Это требование может быть выполнено с высокой степенью точности.

Постоянство отношения tx/Ti можно получить, если синхро­низировать формирование Ті и tx одним тактовым генератором.

Погрешность преобразования, возникающая из-за неидеальности процесса интегрирования реальным интегратором приводит к нели­нейности характеристики преобразования.

Как видно, погрешность из-за нелинейности характеристики пре­образователя с двухтактным интегрированием имеет две составляю­щие, одна из которых приводит к нелинейности в области малых tx, другая, являющаяся основной, приводит к отклонению реальной

Другой составляющей суммарной погрешности преобразования является погрешность, возникающая из-за нестабильности уровня срабатывания сравнивающего устройства. В этом случае уравнение преобразования имеет следующий вид

Погрешность, возникающая из-за нестабильности источника ком­пенсирующего напряжения, yuo=AUo/Uo (все остальные погреш­ности считаем равными нулю). Как видно, эта погрешность целиком и полностью определяется нестабильностью источника компенсирую­щего напряжения.

В суммарную погрешность преобразования входит также по­грешность, возникающая из-за того, что элементы, задающие эта­лонный интервал времени в течение которого на интегратор через ключ подается входное напряжение, и интервал времени ком­пенсации, в течение которого на івход интегратора через ключ подается компенсирующее напряжение, имеют нестабильность, а сами ключи обладают инерцией.

Нестабильность Л/Ср переходных процессов такта интегриро­вания компенсирующего напряжения в основном определяется вре­менем срабатывания сравнивающего устройства /Сраб.

Очевидно, что помимо интегратора, основанного на использо­вании конденсатора в качестве накопительного элемента, в схемах описанных устройств возможно использование любых других типов интеграторов [Л. 49].

Дальнейшим развитием метода двухтактного интегрирования является введение третьего такта [Л. 63]. В первом такте интегри­руется преобразуемая аналоговая величина, во время второго такта происходит интегрирование эталонного напряжения 't/о, полярность которого противоположна полярности преобразуемого сигнала, во время третьего интегрируется эталонное напряжение UqI2h, где k — номер разряда счетчика. В результате такого преобразования за второй такт производится грубая оценка преобразуемой величины, скорость преобразования на этом такте большая, а разрешающая способность малая.' В третьем такте точно оценивается аналоговая величина с максимальной разрешающей способностью. Общее вре­мя преобразования примерно в 80 раз меньше, чем в случае, когда преобразование ведется с максимальной разрешающей способностью. Любая возникающая погрешность исправляется во время третьего (точного) такта.

Идею этого метода иллюстрирует схема, показанная на рис. 46,а. Цикл преобразования начинается в момент времени to (рис. 46,6). Начальное напряжение на выходе интегратора определяется выра­жением

Uвых (to) =—'Uнач>

где £/Нач — напряжение статической ошибки, возникающее вследствие незначительных временных задержек в цепях преобразователя.

Блок управления с помощью ключа Ki подключает на вход интегратора преобразуемое аналоговое напряжение Ux. В первом такте осуществляется интегрирование Ubx в течение фиксирован­ного интервала времени

определяемого как время, в течение которого происходит переполне­ние старших разрядов (секция II) счетчика. Здесь,/эт — частота генератора эталонных импульсов.

Одновременно со сбросом счетчика в момент ti сигналом от блока управления с помощью ключей Ki и Кг на вход интегратора подключается эталонное напряжение (—Uо), которое по величине равно максимальному значению напряжения Ubx, но противополож­но ему по полярности. Этот такт интегрирования продолжается до тех пор, пока напряжение на выходе интегратора не уменьшится до уровня, соответствующего пороговому значению (/'порі сравни­вающего устройства I. Величина (/пор і не критична, но должна быть несколько больше абсолютного значения (/0/2ft. Во время этого такта счетные импульсы поступают только в старшие разряды (секцию II) счетчика. К моменту t2 срабатывания сравнивающего устройства / число, накопленное в счетчике

При срабатывании сравнивающего устройства I сигналом от блока управления производится подключение на вход интегратора эталонного напряжения (—Uol2k). Интегрирование (—Uo/2h) закан­чивается в тот момент, когда напряжение на выходе интегратора достигает порогового уровня (/пор 2=0 сравнивающего устройства II. Во время этого такта счетные импульсы поступают в младшие разряды (секцию I) счетчика и число, зафиксированное там к мо­менту

Из-за погрешностей в интеграторе и временной задержки

в сравнивающем устройстве II это напряжение не равно нулю,

однако в силу того, что преобразователь работает непрерывно* Uвых(Ч равно начальному напряжению UHач, т. е.

Е7*х (*. - t0) = U0 (t2 - U) + (t9 - tt).

С учетом ранее сказанного число импульсов, зафиксированное счетчиком к концу цикла измерения,

Nx = ц^ Юъх. = ц ивх(Іі tо)>

где Л/ — емкость счетчика импульсов:

При тех же достоинствах, которыми обладает двухтактный интегрирующий преобразователь (высокая помехозащищенность, независимость от изменения ДіСі-постоянной интегратора и частоты эталонных импульсов, частичная компенсация нелинейности интегра­тора), трехтактный интегрирующий, преобразователь имеет еще одно преимущество — гораздо большее быстродействие.

Если при п разрядах для преобразования максимальной вход­ной величины в двухтактном преобразователе требуется время 2п+1//эт, то в трехтактном за счет того, что в каждом такте интег­рирования при измерении максимальной входной величины необхо­димо отсчитывать импульсов, где k — n2, максимальное время

преобразования равно приблизительно в 85 раз меньше, чем у двухтактного. Величина порогового уровня С/ПОр і сравнивающего устройства /, а также временная задержка в его срабатывании не влияют на точность преобразователя, ибо эти погрешности будут скомпенсированы во время третьего (точного) такта интегрирования.

Основными погрешностями, которые возникают при трехтакт­ном преобразовании, являются погрешности, характерные для двух­тактного интегрирующего преобразователя: нелинейность интегриро­вания, нестабильность уровня и временная задержка срабатывания сравнивающего устройства II, нестабильность источника эталонного напряжения U0, временная задержка переключения ключей ki — k2, являющихся инерционными элементами. Они определяются по мето­дике, изложенной в § 17,

В заключение следует отметить, что, изменяя резисторы делителя эталонного напряжения и разрядность счетчика, можно повысить быстродействие преобразователя, и наоборот,