Частотные преобразования

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ АНАЛОГОВОЙ ВЕЛИЧИНЫ В ЧАСТОТУ ИМПУЛЬСОВ

Двухканальный вариант преобразователя (Л. 39], в котором стабильная вольт-секундная площадь импульса обратной связи фор­мируется с помощью ключевой схемы, пропускающей на вход преоб­разователя стабильное напряжение Uо или ток /0 в течение вре­мени to, определяемого источником эталонных временных интерва­лов, т. е. генератором, стабилизированным кварцем, показана на рис. 31.

Устройство работает следующим образом. Проинтегрированное входное напряжение поступает на узлы сравнения I и //, имеющие

(Шнойолярные пороговые уровни Uпор - Когда выходное напряжение интегратора превысит пороговый уровень одного из узлов сравнения, последний срабатывает, открывая соответствующий вентиль (в каче­стве узлов сравнения используются устройства, например, типа триг­гера Шмидта). Импульс начала стабильного интервала (старт), сформированный в источнике to проходит через открытый вентиль, перебрасывая триггер в состояние, при котором сигналом с его вы­хода открывается ключ, через который на вход интегратора подается стабильное напряжение U0} уменьшающее уровень входного напря-

жения. Импульс, соответствующий концу интервала to, возвращает триггер в исходное состояние, отключая источник стабильного на­пряжения от входа преобразователя.

Таким образом, стабильность вольт-секундной площади импульса обратной связи определяется стабильностью источника U0, погреш­ностью ключа, коммутирующего стабильный источник, а также ста­бильностью длительности импульса tQ.

Выбор типа ключа имеет важное значение, так как в отличие от ранее рассмотренных преобразователей изменение параметров ключа в данном типе преобразователя приводит не только к измене­нию наклона вольт-герцевой характеристики преобразования, но и к смещению нуля характеристики из-за гальванической связи между источником стабильного напряжения V0 и входом интегратора через ключ. Применение компенсированного ключа на транзисторах позво­ляет значительно уменьшить погрешности, возникающие в этом слу­чае. По принципу включения транзисторов компенсированные ключи разделяют на [Л. 40] компенсированные ключи с последовательным включением транзисторов и компенсированные ключи с параллель­ным включением транзисторов.

Имеет смысл при рассмотрении работы ключа в преобразова­телях аналоговой величины в частоту разделить их на устройства с последовательными и параллельными ключами, коммутирующими источник стабильного напряжения.

Из компенсированных транзисторных ключей наибольшее рас­пространение получила схема с последовательным включением тран­зисторов, так как она использует для коммутации обоих транзисто­ров одну только обмотку и позволяет коммутировать значительно большие напряжения по сравнению со схемой компенсированного ключа с параллельным включением транзисторов.

На рис. 32,а показана принципиальная и эквивалентная схемы части узла обратной связи, использующего компенсированный ключ с последовательным инверсным включением транзисторов.

На рис. 32,6 представлена эквивалентная схема преобразователя знакопеременного входного сигнала с узлами обратной связи, фор­мирующими положительный и отрицательный импульсы обратной

связи, б каждом узле для коммутации стабильного источника используется компенсированный ключ с последовательным включе­нием транзисторов.

Работа устройства в случае преобразования, например положи­тельного входного напряжения, описывается уравнением

■Ущ - Т + /р2Г - /а<0 - /р. (Т - *.) = О,

где /р2Г—заряд, поступивший на івход интегратора через /32 и гз2 при разомкнутом состоянии ключа КУ, /Рі(7"—^о)—заряд, поступивший на вход интегратора через /Зі и г31 при разомкнутом ключе Ки остальные величины те же, что и в одноканальном варианте. В этом случае выражение для выходной частоты принимает следующий вид

Смещение нуля преобразователя в результате гальванической связи источника U0 и входа интегратора в этом случае определяет­ся выражением

o — Ri 32 — ^зі) “Ь “^2 зі — 32^ ’

где

Г ъ —Г ъ = Г £/'0 = £/"0 = £/<>.

Таким образом, в двухканальном преобразователе из-за взаим­ной компенсации изменения параметров разомкнутого состояния ключей их влияние на общую погрешность преобразователя ослаб­ляется.

Увеличение крутизны характеристики вход — выход преобразо­вателя связано с усилением влияния динамических параметров клю­чей на общую погрешность преобразователя. Динамическими пара­метрами транзистора [Л. 37], работающего в ключевом режиме, яв­ляется время включения, задержка и время выключения, объясняе­мые инерционными свойствами и в первую очередь большим вре­менем жизни неосновных носителей в базовой области транзистора.

Возникновение временной задержки между моментом приложе­ния управляющего сигнала и появлением установившегося значения выходного сигнала, экспоненциальный характер процесса нараста­ния и затем спада коммутируемого эталонного напряжения U0 при­водят к зависимости величины компенсирующего заряда, поступаю­щего на вход интегратора, от эффективного времени жизни неоснов­ных носителей в области базы, а также коэффициента передачи ба­зы по току (З и отношения управляющих токов базы в режиме включения и выключения транзистора и в конечном счете ограничи­вает максимально достижимую выходную частоту преобразователя.

Стабильность импульса to определяется в основном стабиль­ностью импульсов старт и стоп и погрешностями, вносимыми запаз­дыванием в срабатывании триггеров, синхронизированных импуль­сами старт и стоп, и ключей, управляемых триггерами.

Блок-схема узла, вырабатывающего импульсы старт и стоп, со­ответствующие началу и концу временного интервала t0, показана на рис. 32,в, диаграмма напряжений в различных точках схемы — на рис. 32,г. Устройство работает следующим образом. Синусоидальное напряжение i£7i, например частотой 200 кгц с выхода кварцевого ге­нератора, усиливается, ограничивается и после дифференцирова­ния (U2) поступает на вентили, управляемые сигналами генераторов селектирующих импульсов (ІЛ и Ui). Импульс, выделяющий сигнал начала интервала (старт), формируется генератором селектирую­щего импульса / (например, ждущим мультивибратором), который запускается задним фронтом импульсов прямоугольной формы ча­стотой 2 кгц, получаемого от кварцевого генератора после делителя. На вентиль / поступает селекторный импульс длительностью 5 мксек

т-

Импульс, выделяющий сигнал конца интервала tо стоп, форми­руется аналогичным генератором импульса //, который запускается выходным сигналом генератора переменной задержки, генерирую­щего импульс длительностью 50 мксек. Генератор переменной за­держки синхронизируется напряжением 20 кгц с делителя частоты.

Через вентили / и II на коммутирующие триггеры преобразова­теля поступают импульсы, имеющие очень высокую стабильность, определяемую стабильностью кварцевого генератора.

В общем случае следует учитывать стабильность частоты квар­цевого генератора и погрешность от запаздывания переключения коммутирующего триггера и ключа преобразователя.

Однако полоса пропускания усилителя интегратора не может быть бесконечно широкой и для данной реальной полосы с увеличе­нием частоты повторения импульсов, поступающих на компенсирую­щий вход интегратора, точность измерения уменьшается примерно пропорционально квадрату частоты. Другим неприятным явлением при повышении частоты повторения импульсов является появление дополнительных фазовых сдвигов (особенно в транзисторных уси­лителях в первую очередь из-за диффузионного запаздывания). Это приводит к временной задержке между входным и выходным сиг­налами усилителя, и в частном случае к потере устойчивости. По той же причине должен быть ограничен коэффициент усиления уси­лителя.

Временная задержка, также приводящая к нелинейности, воз­никает и вследствие того, что реальный компенсирующий импульсный сигнал не может иметь передний фронт, крутизна которого беско­нечно велика.

Увеличению частоты повторения импульсов препятствует и воз­растание ошибок в сравнивающем устройстве и технические труд­ности выполнения счетно-импульсной части преобразователя на вы­соких частотах заполняющих импульсов.

Повышение требования к формирователю импульсов обратной связи, к сравнивающему устройству, к интегратору приводит к не­обходимости существенного усложнения всего преобразователя, тщательности выполнения его узлов, введения дополнительных регу­лировок и настроек.

Другим путем повышения точности преобразования являются структурные методы, связанные с введением в устройство аппара­турной избыточности. В этом случае удается в значительной мере снизить требования к входящим в преобразователь узлам и к точ­ности их регулировки и настройки. Выигрыш достигается в резуль­тате увеличения состава оборудования кодирующего устройства и введения дополнительных тактов кодирования. Полученная введе­нием такой избыточности новая структурная схема обусловливает­ся конкретными задачами, решением которых она служит. Поэтому имеет смысл рассматривать вопрос об общем повышении точности с точки зрения тех конкретных частных задач, с которыми прихо­дится сталкиваться п*ри разработке преобразователей аналог — ча­стота — код.

Как было показано, одной из составляющих погрешности преоб­разователя аналоговой величины в частотно-импульсный выходной сигнал является погрешность, возникающая из-за наличия к концу интервала измерения на интегрирующем конденсаторе некомпенси­рованного остаточного заряда Aq. Величина этого заряда в общем случае зависит от крутизны статической характеристики преобразо­вателя и при ее достаточно большой величине будет пренебрежимо малой.

Однако следует отметить, что с ростом выходной частоты пре­образователя аналог — частота усложняется и затрудняется обеспе­чение линейности его характеристики преобразования.

На рис. 33 представлена блок-схема преобразователя «аналог — цифра», позволяющего, не увеличивая выходную частоту и исполь­зуя низкочастотные полупроводниковые приборы в основных схемах устройства, повысить разрешающую способность преобразователя [JI. 41]. Работа преобразователя происходит в два такта. В первом производится преобразование напряжения в частоту импульсов

и подсчет их счетчиком за интервал измерения Гизм, во втором такте остаточный заряд на интегрирующем конденсаторе к моменту окон­чания Гизм компенсируется уменьшенными по сравнению с первым тактом единичными зарядами, количество которых учитывается в счетчике как поправка.

Устройство содержит интегратор, в качестве которого исполь­зуется усилитель, охваченный емкостной обратной связью, два узла сравнения, один из которых имеет пороговый уровень, равный £/порі = £/пор, а другой—£/пор2=0, вентили, узлы формирования единичных зарядов q'o и q"о, генератор тактовых импульсов, блок управления.

Работает преобразователь следующим образом. В момент на­чала измерения замыкается ключ /Сі и размыкается ключ /С2. В про­цессе интегрирования входного напряжения UBX узел сравнения I с пороговым уровнем (/порі срабатывает, отмечая момент достиже­ния выходным напряжением интегратора порогового уровня. Импульсы с выхода узла сравнения через открытый сигналом с блока управления вентиль Ві запускают узел формирования дискретного заряда q'o. Уровень напряжения на входе интегратора уменьшается. Кроме того, импульсы с узла сравнения / через вен­тиль В, поступают на старшие разряды счетчика.

Через время Тизм сигнал с блока управления отключает интегра­тор от входного напряжения (ключ Кч размыкается) и закрывает вентиль В. Начинается второй такт преобразования. Сигналом с блока управления открывается вентиль £2 и тактовые импульсы через В2 запускают узел формирования дискретных зарядов //, фор­мирующий заряды q"o = q'olQQ, величина которых кратна основанию системы кодирования (двоичной, десятичной и т. д.) данного типа преобразователя (в данном случае десятичной).

Остаточный нескомпенсированный заряд на интегрирующем кон­денсаторе уменьшается до тех пор, пока выходное напряжение интегратора не достигнет порогового уровня схемы сравнения IIUіiop2 = 0. Импульс с выхода схемы сравнения II через блок управ­ления отключает с помощью вентиля В2 генератор тактовых импуль­сов. На этом процесс измерения входного напряжения заканчи­вается. Количество тактовых импульсов, посылаемых в формирова­тель II, регистрируется в младших разрядах счетчика.

Как видно, наличие второго такта приводит к увеличению вре­мени одного цикла преобразования, причем из-за разного в каждом цикле остаточного заряда, зависящего от преобразуемой аналоговой величины, эти циклы также будут разными. Наличие специального генератора тактовых импульсов, дополнительного сравнивающего устройства и входного ключа Ki усложняет преобразователь.

Как было показано, одной из составляющих погрешности преоб­разования аналоговой величины в частотно-импульсный выходной сигнал является погрешность квантования, связанная с начальными условиями интегрирования

Увеличением крутизны статической характеристики преобразова­теля она может быть практически устранена, однако с ростом вы­ходной частоты устройство усложняется, а его линейность умень­шается.

Введением дополнительного сравнивающего устройства, поддер­живающего строго определенные постоянные начальные условия, в работающем преобразователе удается в значительной мере умень­шить эту составляющую погрешности квантования без увеличения крутизны преобразования.

Блок-схема устройства ([Л. 55] представлена на рис. 34,а. Устрой­ство содержит дополнительно узел сравнения //, пороговый уровень которого выбран равным, например, 55% от величины £/Порі— U (рис. 34,6) основного сравнивающего устройства /, и узел обратной связи //, формирующий импульс обратной связи, несущий заряд q = q0/m, где q0 — заряд, формируемый основным узлом обратной связи /, /77 = const, т> 1. Генератор импульсов эталонной частоты со счетчиком определяют интервал измерения.

В промежутке между двумя измерениями ключом Ki к выходу интегратора подключается сравнивающее устройство II. Это приво­дит к тому, что в этом режиме проинтегрированное входное напря­жение сравнивается с пороговым уровнем узла сравнения //ив мо­мент его совпадения на вход интегратора из узла обратной связи II поступает компенсирующий импульс. Последний уменьшает выходное напряжение интегратора. Однако из-за присутствия аналоговой ве­личины на входе интегратора его выходное напряжение снова воз­растает и опять заставляет срабатывать узел сравнения и т. д.

Таким образом, преобразователь чв промежутке между двумя измерениями находится в непрерывном релаксационном режиме, ха­рактеризующемся тем, что постоянная составляющая выходного на­пряжения интегратора

а амплитуда изменения этого напряжения определяется порогом срабатывания сравнивающего устройства II. Этим самым фиксирует­ся Начальный уровень входного напряжения йнтегратора к началу каждого нового измерения, а следовательно, исключается погреш­ность квантования из-за неоптимальных начальных условий интегри­рования.

Следует отметить, что сравнивающее устройство // и узел обрат­ной связи II могут быть простейшими, так как их погрешности мало сказываются на погрешностях устройства в целом. В частности, в качестве импульсов обратной связи в этом случае используются непосредственно импульсы, генерируемые сравнивающим устрой­ством II в момент срабатывания последнего.

В режиме измерения ключом Ki к выходу интегратора подклю­чается сравнивающее устройство /. В этом режиме работа устрой­ства ничем не отличается от работы описанных ранее преобразова­телей аналоговой величины в частоту следования импульсов.

Несколько по иному решена та же задача в [Л. 56]. Здесь уменьшение вольт-секундной площади импульсов обратной связи и повышение частоты их повторения производится в течение послед­ней части основного интервала измерения ГИзм. При этом, естествен­но, точность измерения в этой части интервала уменьшается.

Работает устройство (рис. 35,а) в двух режимах, управляемых триггером Тг. В процессе интегрирования входного напряжения сра­батывает сравнивающее устройство, отмечая момент достижения выходным напряжением интегратора порогового уровня. При этом на оба вентиля Bi и В2 подается разрешающий сигнал. Однако счет­ные импульсы от генератора эталонных импульсов будут проходить только через вентиль Я2, так как в данный момент сигналом от управляющего триггера Тг открыт вентиль В4. Частота следования этих импульсов

где /эт — частота следования импульсов генератора эталонной ча­стоты; k — коэффициент деления.

Поступление счетных импульсов на счетчик Сч2 будет опреде­ляться частотой срабатывания сравнивающего устройства, которая в свою очередь пропорциональна преобразуемому аналоговому сиг­налу.

Каждый счетный импульс заставляет срабатывать переключа­тель, с помощью которого из эталонного постоянного напряжения формируются импульсы обратной связи, поступающие затем на вход интегратора. Кроме того, счетные импульсы поступают на старшие разряды счетчика Сч2.

Счетчик Счі производит отсчет интервала измерения Ги зм, и когда число импульсов в нем достигает определенной величины, близкой к числу, эквивалентному интервалу измерения, сигнал с вы­хода данного разряда счетчика переключает триггер в состояние, при котором закрывается вентиль £4 и открывается Вз. Счетные им­пульсы поступают теперь непосредственно через вентили Вз и Bi на переключатель, частота срабатывания которого становится в k раз больше. Величина заряда в k раз уменьшается, однако, счетные им­пульсы теперь поступают на младшие разряды преобразователя.

Импульс переполнения счетчика Счі возвращает триггер Тг и счетчики Счі и Сч2 в исходное состояние. Цикл преобразования закончен.

В данном случае разрешающая способность устройства, т. е. интервал между двумя соседними дискретными уровнями, опреде­ляется как отношение наименьшей длительности импульса обратной связи к полному интервалу измерения. Следовательно, уменьшением длительности импульса обратной связи в к раз в конце интервала измерения при соответствующем увеличении частоты срабатывания сравнивающего устройства удается в такое же количество раз уве­личить разрешающую способность преобразователя, правда при не­котором понижении точности преобразования.

В то же время, если сравнить данный преобразователь с устрой­ством, имеющим стандартную структуру, то при одинаковой разре-

тающей способности последний в силу отмененных ранее обстоя­тельств будет иметь худшую точность. Работа преобразователя в двух режимах, когда в первом режиме частота коммутации узла обратной связи в k раз меньше, чем в стандартном преобразователе, позволяет за счет этого повысить его точность, ибо на низкой ча­стоте меньше сказываются временные задержки в переключателе, интеграторе и сравнивающем устройстве.

Естественно, что крутизна характеристики преобразования может изменяться не только путем управления длительностью импульса обратной связи, но и воздействием на любой другой параметр, влияющий на крутизну характеристики. Каким именно параметром управлять, определяется в каждом конкретном случае структурой проектируемого преобразователя.

Другим важным фактором повышения точности преобразования является улучшение линейности характеристики «вход—выход» пре­образователя, причем, как видно, линейность и разрешающая спо­собность являются взаимосвязанными характеристиками: увеличение разрешающей способности приводит к ухудшению линейности пре­образования и наоборот.

В некоторой мере отмеченные трудности могут быть устранен^ введением дополнительной отрицательной обратной связи с выхода на вход преобразователя, содержащей инерционное звено с высокой степенью сглаживания импульсных сигналов. Устройство (рис. 35,6) содержит последовательно соединенные операционный неинтегри­рующий усилитель, имеющий большой коэффициент усиления и слу­жащий для усиления входного сигнала, и интегрирующий усилитель с малым коэффициентом усиления (один каскад) и большой полосой пропускания, на вход которого поступают компенсирующие им­пульсы, формируемые узлом обратной связи. Дополнительная отри­цательная обратная связь с инерционным звеном соединена со вхо­дом неинтегрирующего усилителя.

В такой конструкции интегратор может иметь большой дрейф нуля и плохую линейность из-за малого коэффициента усиления, но широкую полосу пропускания. Дополнительная обратная связь стабилизирует работу преобразователя и повышает линейность его характеристики «вход — выход». При этом быстродействие и доста­точная разрешающая способность могут быть получены простым увеличением частоты повторения импульсов, поступающих на инте­гратор. Линеаризирующий сигнал обратной связи может быть полу­чен как сглаживанием импульсов обратной связи, так и деле­нием частоты повторения этих импульсов (рис. 35,в).

В этом случае линеаризирующая обратная связь образуется триггером Тг, вентилем В і и фильтром из элементов RiCbRaCs. Импульсы постоянной длителыюсти формируются триггером Тр, частота повторення этих импульсов зависит от работы младших разрядов счетчика Сч2 и в конечном, счете определяется частотой срабатывания сравнивающего устройства. Последняя пропорцио­нальна преобразуемому аналоговому сигналу. Коэффициент деления импульсов эталонной частоты в счетчике Счі и импульсов выходной частоты в счетчике Сч2 одинаков.

Следует отметить, что инерционность фильтра в цепи обратной отрицательной связи ограничивает динамические возможности пре­образователя. Если сглаживание импульсов осуществляется простей­шим однозвенным #С-фильтром (что наименее благоприятно с точки зрения быстродействия), то время установления частоты на выходе

сравнивающего устройства до уровня 0,999 от установившегося зна­чения при подаче скачка напряжения на вход преобразователя составит 6,9RC. В то же время, чем выше частота повторения сглаживаемых импульсов, тем меньшей может быть выбрана посто­янная времени фильтра. Однако повышению частоты препятствует возрастание ошибок в формирователе импульсов.

Введение ЄЩЄ ОДНОЙ ЦЄПИ обратной СВЯЗИ (элементы R5C2ReC3) позволяет в значительной мере сократить время установления (если в устройстве (рис. 35,6) время установления ~'25 мсек при точности 0,1%, то в устройстве (рис. 35,в) при тех же условиях время уста­новления ~200 мксек). Частота повторения импульсов, поступаю­щих в эту цепь с выхода формирователя компенсирующих импуль­сов эталонной вольт-секундной площади (в данном случае это управляемый переключатель, коммутирующий источник эталонного напряжения), в k раз больше частоты импульсов цепи с фильтром R^kR%Cb.

Вопросы компенсации запаздывания (уменьшения времени уста­новления) в импульсных следящих системах путем введения раз­личных корректирующих цепей и выбор параметров этих цепей подробно рассмотрен в [Л. 57].

Верхняя граница диапазона преобразуемых кодирующим устройством типа аналог — частота — код величин ограничена допу­стимой величиной погрешностей, возникающих в аналоговых узлах, и сложностью технического выполнения цифровой части преобразо­вателя из-за высоких частот, на которых должны работать эти элементы. Следствием этих ограничений является уменьшение кру­тизны характеристики вход — выход преобразователя. Однако в этом случае снижается разрешающая способность.

Можно расширить динамический диапазон преобразователя, раз­бив его на несколько поддиапазонов и изменяя крутизну харак­теристики вход — выход от одного поддиапазона к другому. В этом случае устройство [Л. 58] будет иметь п сравнивающих устройств и п узлов обратной связи, где п — количество поддиапазонов пре­образования. Каждое из сравнивающих устройств имеет свой поро­говый уровень (/пор і при срабатывании запускает соответствую­щий узел обратной связи, формирующий импульс эталонной вольт - секундной площади причем

Удобно / выбирать кратным разрядности счетчика преобразо­вателя, тогда выходы соответствующих сравнивающих устройств непосредственно соединяются со входами соответствующих разрядов счетчика. В пределах каждого поддиапазона крутизна характери­стики вход — выход преобразователя остается постоянной и ее вели­чина выбирается исходя из допустимой погрешности и возможностей технического выполнения аналоговой и цифровой частей преобразо­вателя.

На рис. 36,а показан вариант устройства при п—3 и /=10 и, если пороговый уровень сравнивающего устройства / и вольт-се - кундную площадь импульса узла обратной связи I принять условно за 1, то пороговый уровень сравнивающих устройств II и III и вольт-секупдные площади импульсов, формируемых узлами II и III, будут соответственно 10 и 100. Управляемым параметром (дискрет­но изменяющимся) в узлах обратной связи является длительность формируемого импульса.

Генератор эталонных импульсов последовательно опрашивает сравнивающие устройства, начиная со старшего, в данном случае ///. Если в течение опроса сработало, например, сравнивающее устрой­ство III (f/вых. инт^порз), импульс с выхода этого сравниваю­щего устройства запускает узел III, формирующий компенсирующий импульс, возвращающий интегратор в исходное состояние, и посту­пает в старшие разряды счетчика Сч (разряд сотен).

Если выходное напряжение интегратора в течение опроса срав­нивающего устройства III меньше f/пор з и оно не сработало, про­исходит опрос сравнивающего устройства II и т. д.

Таким образом, в зависимости от уровня преобразуемой анало­говой величины происходит срабатывание одного из п сравниваю­щих устройств и соответствующего ему узла обратной связи.

Как видно, очень важное значение в работе устройства приоб­ретает временная задержка между поступлением опросных импуль­сов на сравнивающие устройства. Для этого служат элементы за­держки ЭЗі и ЭЗч, время задержки каждого из которых должно

быть достаточным, чтобы выходнбе напряжение HHterpaTopa ycf&- новилось до прихода на сравнивающие устройства нового импульса опроса. Для повышения надежности срабатывания сравнивающих устройств приходится либо увеличивать время задержки, либо уменьшать длительность компенсирующего импульса.

Разрешением этого противоречия является введение в логику блока сравнивающих устройств вентилей В і и £2 (рис. 36,6). В этом

случае При срабатьіваїїии, например, срабниваюіцего устройства /// (U вы х. инт^^пор з)» помимо запуска узла обратной связи ///, вы­ходным сигналом сравнивающего устройства закрывается вентиль Вь в результате чего сигнал опроса не поступает в цепи сравнивающих устройств II и I, чем предупреждается их срабатывание, даже если выходное напряжение интегратора превышает 110 или 111 условных единиц. Точно также работает вентиль В2.

В заключение приведем возможный вариант выполнения срав­нивающих устройств (рис. 36,в).

Импульсы опроса от генератора эталонных импульсов амплитуд­ной +20 в через резистор Ri заряжают конденсатор Ct. Если ключ Ки управляемый чувствительным элементом сравнивающего устрой­ства, имеющим пороговый уровень f/пор і (например, триггер Шмит­та), разомкнут, потенциал на базе транзистора Ті (в данном слу­чае +20 в) удерживает его в запертом состоянии, в результате чего и транзистор Т2 находится также в запертом состоянии.

Срабатывание чувствительного элемента приводит к замыканию ключа /Сь потенциал на базе Ті становится равным +10 в. Устрой­ство готово к работе, и при поступлении на него очередного им­пульса опроса начинается регенеративный процесс, приводящий к переходу транзисторов 7 и Т2 в открытое состояние. Конденсатор Сі разряжается, что приводит к появлению на резисторе /?4 скачка напряжения, передним фронтом которого запускается соответствую­щий узел обратной связи и соответствующий разряд счетчика им­пульсов.

В течение действия импульса опроса эмиттерный ток транзи­стора Ті остается достаточным для поддержания его и транзистора Г2 в открытом до насыщения состоянии.

Постоянные времени заряда конденсатора Сі в соответствую­щих сравнивающих устройствах I, II, III выбраны таким образом, что при сработавших чувствительных элементах этих устройств и при замкнутых ключах /Сі конденсаторы Сі в сравнивающих устрой­ствах // и / при опросе сравнивающего устройства III начнут раз­ряжаться раньше, чем напряжение на этих конденсаторах достигнет уровня открывания транзистора 7t и Т2 сравнивающих устройств II и I. Тем самым блокируется действие устройств II и I при работе сравнивающего устройства III.

Наоборот, если чувствительный элемент сравнивающего устрой­ства III не сработал (£/Вых. ипт<£/пор з) и ключ Ki разомкнут, напряжение на конденсаторе Ct заряжаемом в течение целого цикла импульсов опроса, не достигнет напряжения открывания транзи­стора Ті. Последний совместно с транзистором Т2 останется в исход­ном состоянии. Сравнивающее устройство III не будет влиять на работу преобразователя.

Подобным образом работают остальные устройства сравнения.