Частотные преобразования

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕМ НАПРАВЛЕНИЯ ИНТЕГРИРОВАНИЯ

Блок-схема преобразователя представлена на рис. 17,а. Работа преобразователя осуществляется следующим образом. Через ревер­сивный переключатель входное преобразуемое напряжение или ток поступают на интегратор. Линейно изменяющееся выходное напря­жение Uвых интегратора сравнивается одной из схем сравнения либо с опорным напряжением U0m либо с U0пг. В момент равен­ства £/Вых— |^оп| срабатывает одна из схем сравнения, при этом генерируется сигнал, переключающий коммутатор в другое устойчи­вое состояние. Реверсивный входной переключатель, управляемый коммутатором, подключает ко входу интегратора инвертированную входную величину. Направление интегрирования изменяется на об­ратное. Выходное напряжение интегратора изменяется от U0щ до Uоп2- Далее процесс повторяется.

На выходе интегратора образуются колебания треугольной формы (рис. 17,6), частота которых

2 (£/оп1 —^Uon2) RC

| t/oni | = I ^0П2 | = Uou

г U ВХ

Ыых— 4UouRC *

Переключение направления интегрирования используется в из­вестной схеме преобразователя аналоговой величины в частоту—ге­нераторе Роера 1[Л. 126], где в качестве накопительного элемента при­менена индуктивность, выполненная на магнитном элементе с пря­моугольной 'петлей гистерезиса. Большое распространение генератор

Роера получил из-за своей простоты, объясняемой совмещением многих функций в процессе работы устройства на одних и тех же элементах, а именно, реверсивный переключатель, сравнивающее устройство и коммутатор выполнены на одних и тех же транзисто­рах, в коллекторные цепи которых включен накопительный элемент.

Положительная обратная связь в генераторах такого типа может быть магнитной (с помощью обмотки обратной связи) или кондук - тивной (с помощью резистивного делителя). В настоящее время известно большое количество различных типов генераторов, по­строенных на основе схемы Роера с магнитной положительной об­ратной связью или с кондуктивной обратной связью [Л. 27—29].

На рис. 18,а показана схема магнитно-полупроводникового управляемого генератора с магнитной положительной обратной связью. Устройство работает следующим образом. При подаче на вход схемы постоянного напряжения в силу неодинаковости харак­теристик транзисторов ток коллектора одного из них будет больше, чем ток другого. Благодаря этому напряжение, наводимое в базо­вых обмотках трансформатора, будет направлено так, что на базу

транзистора Ті подается минус, а на базу Г2 — плюс преобразуемо­го напряжения. Это приводит к дальнейшему росту тока Ті и умень­шению тока 7Y В результате транзистор Ті полностью открывается, а Т2 'закрывается, что соответствует установлению реверсивного пе­реключателя в исходное положение. Производится интегрирование преобразуемой аналоговой величины, под действием которой сер­дечник трансформатора перемагничивается. Наводимая в базовой обмотке э. д. с. при достижении точки на кривой намагничивания, в которой индукция максимальна, резко падает. Ток транзистора Ті уменьшается, и в базовых обмотках наводятся э. д. с. обратных знаков. В результате транзистор Ті закрывается, а Т2 открывается, что соответствует реверсированию направления перемагничивания накопительного элемента.

Сердечник іперемагничивается по кривой намагничивания в со­стояние, при котором индукция максимальна, но имеет обратный внак. Далее процессы в схеме повторяются.

Работа управляемого генератора в течение полупериода описы­вается уравнениями вида

/КШК — /б® 6 — IgWB = Hh

где wK; wб; te>H; /к; /в; /н— соответственно число витков и ток коллекторной, базовой и нагрузочной цепей генератора; Н—напря­женность магнитного поля в сердечнике трансформатора; I — длина средней линии сердечника; Ф — магнитный поток в сердечнике транс­форматора; RK — сумма активного сопротивления первичной обмот­ки трансформатора и участка коллектор—эмиттер открытого в данный полупериод транзистора; Rб — сумма активного сопротив­ления базовой обмотки, участка база—эмиттер открытого тран­зистора и сопротивления резистора Ri RB — величина сопротивле­ния нагрузки.

Уравнения работы выведены с учетом следующих предположе­ний: источник входного напряжения является источником напряже­ния; допустима кусочно-линейная аппроксимация кривой намагни­чивания сердечника трансформатора; нагрузка устройства чисто активная; влиянием емкости' и индуктивности рассеяния обмоток трансформатора, а также собственной емкостью транзисторов можно пренебречь; схема преобразователя симметрична по параметрам относительно вертикальной оси; параметры транзисторов в области отсечки, насыщения и в активной области постоянны; переходные процессы, связанные с коммутацией транзисторов, не учитываются, так как они протекают значительно быстрее, чем перемагничивание сердечника.

На практике эти допущения обычно выполняются с достаточной точностью.

Проанализируем работу устройства. Метод аппроксимации кривой намагничивания сердечника трансформатора отрезками позволяет получить при теоретических расчетах результаты, близкие к экспериментальным.

Наиболее просто можно осуществить аппроксимацию прямо­линейными отрезками.

При линейной аппроксимации п отрезками (рис. 18,6) на всех аппроксимируемых участках кривой намагничивания величина намагничивающего тока, определяемого кривой намагничивания, имеет линейную зависимость от магнитного потока, и, следователь­но, во время переходных процессов перемагничивания при постоян­ном Uвх коллекторный ток, протекающий через половину коллек­торной обмотки, линейно зависит от изменения магнитного потока и при изменении магнитного потока на q-ы аппроксимированном участке ОТ фд ДО Фд + Гток изменяется от IKq до /к(з + 1), и наоборот. Ё этом случае время прохождения ^-го участка кривой намагни­чивания до <7+1-й точки может быть определено из вышеприведен­ной системы уравнений (HI и др.):

где

Анализируя последнюю зависимость, видим, что характеристи­ка вход — выход магнитно-полупроводникового управляемого гене­ратора имеет явно выраженную нелинейность, которая определяется в первую очередь кривой намагничивания сердечника трансформа­тора генератора. Нелинейность существенна, если кривая намагни­чивания аппроксимируется несколькими отрезками прямых и не имеет четко выраженного участка насыщения. В качестве примера материала, обладающего такой кривой намагничивания, можно привести электротехническую сталь. В этом случае все значения

Lq +1 И (/к(д + 1) /кд)=7^:0.

Рассмотрим два случая.

а) Сердечник трансформатора, у которого кривая намагничива­ния аппроксимирована двумя прямолинейными отрезками. В этом случае, считая, что активное сопротивление коллекторной обмотки равно 0, а транзистор является идеальным ключом (гко в откры­том состоянии равно 0, а в закрытом оо), получим:

Фмакс^к

Utz и <выХ = 4ФмавсШк 45макс5шк •

Ф—ФмаКс /к—^MaKq— Р/б —

Отсюда следует, что выходная частота устройства не зависит от величины преобразуемого напряжения.

В реальных условиях лучшие сердечники, такие, как ленточные сердечники из пермаллоевых сплавов, имеют кривую намагничивания, которую с достаточной для практики точностью можно аппроксими­ровать двумя отрезками прямых (рис. 18,в). При этом, на участке / намагничивающий ток мал, его можно не учитывать, а коллектор­ный ток открытого транзистора практически постоянен. Для данного участка кривой намагничивания

Появление погрешности от нелинейности можно объяснить тем, что при Ь2ф0 числитель в выражении U является функцией пре­образуемого напряжения, так как токи /к. макс, /кі зависят от Uвх - При этом величина іг отлична от нуля и не изменяется при изменении U вх.

Для уменьшения погрешности в первую очередь следует вы­бирать материалы с большим Ф4 и большим коэффициентом прямо - угольности.

Кроме того, следует уменьшать зависимость тока базы откры­того транзистора от £/Вх.

Наиболее простым и дающим хорошие результаты является введение генератора тока, в'простейшем случае состоящего из ре­зистора R2 и источника напряжения смещения (на рис. 18,а показа­ны пунктиром). В ЭТОМ случае стабилизируется ТОК /к. макс, при котором происходит переключение транзисторов генератора.

Подбором резисторов Ri и R2 удается в значительной мере уменьшить погрешность преобразования (рис. 18,г). Кроме того, наличие источника смещения облегчает запуск преобразователя и позволяет в некоторых пределах устанавливать исходное значение частоты выходного сигнала.

Другой погрешностью магнитно-полупроводникового управляе­мого генератора является отклонение частоты, возникающее при изменениях параметров схемы от воздействия температуры, которое вызывает, изменение индукции насыщения сердечника и параметров транзисторов. Величина магнитной индукции в сердечнике транс­форматора с повышением температуры уменьшается по закону = —§ЛГ), где Во — максимальное значение индукции в сердеч­

нике при 20° С; | — изменение магнитной индукции при изменении температуры на 1°С; АТ=Т— 20° С — приращение температуры окружающей среды относительно 20° С.

Совмещение различных функций на одних и тех же элементах приводит к ограничению качественных показателей преобразовате­лей аналоговой величины в частоту импульсов: к сужению зоны линейности характеристики, к уменьшению кратности регулирования частоты, к увеличению температурной нестабильности. Значительного улучшения перечисленных выше характеристик можно достигнуть разделением функций интегрирования, пере­ключения, сравнения входного и эталонного напряжений между отдельными относительно независимыми узлами преобразователя, а также повышением точности работы каждого из его узлов прежде всего выбором схемных решений, сужением технологических допусков на входящие в него элементы, настройкой и стабилизацией режимов.

На рис. 19 приведена принципиальная схема возможного вариан­та преобразователя тока в частоту следования импульсов с раз­

дельными функциональными элементами [Л. 53]. Каскад на тран­зисторах Ті—Т3 является токостабилизирующим трехполюсником, в котором транзисторы включены по схеме с общей базой. Каскад имеет малое входное сопротивление и развязывает входную цепь от мостовой схемы на кремниевых диодах Ді—Д*. Сравнивающее устройство собрано на транзисторах Г4 и Г5, образующих бистабиль­ную схему, переключающее устройство — на транзисторах Г7 и Г8 и диоде Д7.

Устройство работает следующим образом. Допустим, конденса­тор С заряжен так, что напряжение на нем достигло верхнего порогового уровня £/0пі = £Л + £/2 и на верхней (по схеме) пластине конденсатора С отрицательный потенциал. При дальнейшем заряде конденсатора диод Д5 и транзистор Г4 начинают проводить ток, транзистор Тъ заперт и напряжение на базе транзистора 7 отри­цательное, он запирается. Транзистор Г6 также заперт в результате обратного смещения цепи эмиттер—база.

При запертом транзисторе Г7 суммарное напряжение U= ='Ui+'U2+'Uз не поступает на переключающую цепь и диод Д7 запирается. Конденсатор С перезаряжается по цепи — транзистор Ts — диод Дз — источник преобразуемого тока — диод Ді — конден­сатор С. Как только конденсатор С разрядится до напряжения, меньшего Uоп2== Uі, диод Д5 снова закроется, транзистор Гв начинает открываться и по резистору Ri протекает ток. Это вызы­вает уменьшение базового тока транзистора Т4, а следовательно, возвращение транзистора Т5 в линейную область. Напряжение на коллекторе Г5 падает до нуля, что вызывает дальнейшее уменьшение базового тока Г4 и окончательное запирание транзисторов Т4 и Т5.

Как только транзистор Т5 закрылся, напряжение на базе Г7 становится положительным и транзистор открывается, создавая тем самым цепь заряда конденсатора С.

Входной ток течет через диоды Д2, Дт, транзистор Т7, источник t/=|£/ 1 2~Н£Уз, конденсатор С, диод Д4. Начинается следующая

фаза, три которой напряжение, на 'конденсаторе С опять достигает значения U0ni='Ui+U2. Далее вышеописанный процесс повторяется.

Использование на входе преобразователя управляемого заряд­ного устройства и замена диодных ключей транзисторными позволяет заметно повысить точность преобразования и расширить темпера­турный и частотный диапазоны работы преобразователя.

Блок-схема такого преобразователя напряжения в частоту следования импульсов [Л. 32] представлена на рис. 20, где в каче­стве токостабилизирующего зарядного устройства используется каскад на транзисторе Ти реверсивный переключатель собран на транзисторах Т2—Т5, Сі является интегрирующим конденсатором, сравнивающее устройство выполнено по схеме балансного диодно - регенеративного компаратора на транзисторе Г6 и диодах Ді—Дз, в качестве комммутатора используется триггер на транзисторах Г7, Г8, на транзисторах Г9, Т]0 собраны каскады, управляющие входами триггера.

Работа устройства ничем не отличается от работы описаниых ранее устройств. Интегрирующий конденсатор попеременно с по­мощью ключей на транзисторах Т2 — Т5 подключается к выходу зарядного устройства, коллекторный ток которого пропорционален входному напряжению. При равенстве опорного напряжения и по­тенциала точки а срабатывает сравнивающее устройство и с по­мощью триггера переключает напряжение интегрирования. При равенстве опорного напряжения и потенциала точки б сравнивающее устройство снова срабатывает и т. д.

Для получения линейной зависимости частоты импульсов на выходе преобразователя от величины входного напряжения необхо­димо, чтобы зарядное устройство имело линейную характеристику и при постоянном входном сигнале обеспечивало возможно большую стабилизацию зарядного тока.

Наиболее точным преобразователем аналоговой величины в частотно-импульсный сигнал является устройство, использующее в качестве интегратора операционный усилитель с интегрирующим конденсатором в цепи обратной связи.

Произведем анализ погрешностей устройства |[Л. 31], блок-схема которого соответствует рис. '17,а.

Для интегрирующего операционного усилителя с коэффициен­том усиления k при разомкнутой обратной связи выходное напря­жение определяется следующим выражением (без учета начальных условий):

і/.вих = — — exp (1 —k^RC ]}•

Следовательно, время, за которое f/вых достигнет одного из опор - ных уровней

Дрейф нуля усилителя интегратора следующим образом оказы­вает влияние на цикл преобразования: в течение одной половины цикла напряжение дрейфа £др одного знака с преобразуемым напряжением и складывается с ним, в течение другой половины оно вычитается из преобразуемого напряжения, т. е.

2 U0URC.

Здесь £др — напряжение дрейфа нуля усилителя, приведенное к точке суммирования.

Нестабильность опорных напряжений изменяет выходную частоту преобразователя,

_____________ U ВХ

/вых. р 4 (£У0П + А£/оп) ЛС ’

где AU0n— изменение опорного напряжения. Погрешность А/оп, обусловленная нестабильностью опорного напряжения,

U AU0U

4RCUou ^ Uon+AUon У

Относительная погрешность

^»Х Ч A U0n вх. макс U0Tl + AU0Jl-

Задержка при переключении реверсивного переключателя вносит составляющую погрешности, определяемую выражением (рис. 17,6)

АЕ/'оп U on

At Т/4 ’

где Af/' on — эквивалентное изменение величины опорного напряже­ния, вызванное задержкой А

Погрешность Afaafl, обусловленная временной задержкой при Переключении полярности входного сигнала,

д f________ AfpnxUon&t_________________ 2 д,

Д./з ад — 4UonRC Uw + WonfvuxAt -4/выхАГ-

Остальные погрешности могут либо не учитываться, например погрешность, обусловленная утечкой конденсатора ив обратной связи интегратора при использовании в схеме интегратора пленочных кон­денсаторов, либо сведена к перечисленным выше случаям, например погрешности реверсивного переключателя, погрешности схем срав­нения.