ДВИГАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

КОМПЛЕКТНЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД ПОДАЧИ ТИПА БТУ3601 — ЭТУ…

Производим и продаем электроприводы ЭТУ, ЭПУ для двигателей постоянного тока, тел./email +38 050 4571330 / rashid@msd.com.ua

Привод ЭПУ 25А с дросселем - 5500грн

Тиристорный преобразователь БТУ3601 (рис. 4.1) предназначен для регу­лирования скорости вращения как обычных двигателей постоянного тока с неза­висимым возбуждением, так и высокомоментных электродвигателей.

Силовая часть преобразователя состоит из двух трехфазных. мостовых ком­плектов тиристоров, работающих по принципу раздельного управления. Подклю­чение преобразователя к силовой сети производится через согласующий транс­форматор. *

Управление скоростью вращения осуществляется двухконтурной системой ав­томатического регулированиях ПИ-регуляторами тока и скорости.

Для линеаризации регулировочной характеристики преобразователя в зонах прерывистого и непрерывного токов используется нелинейное звено с сигналом положительной обратной связи по ЭДС двигателя.

Для повышения термостабильности и увеличения'диапазона регулирования электропривода применяется предварительный усилитель регулятора скорости, выполненный по схеме модулятор — усилитель — демодулятор.

Преобразователь состоит нз двух печатных плат Е/ и Е2.

Плата Е1 содержит функциональные узлы, необходимые для управления нереверсивным электроприводом:

— систему импульсно-фазового управления (СИФУ)-,

— регуляторы скорости и тока (PC и РТ);

— функциональный преобразователь ЭДС двигателя (ФПЕ);

— нелинейное звено (НЗ);

— Блок питания (БП)

— узел защиты и блокировки (УЗ и Б).

Плата Е2 выполняется в двух модификациях в зависимости от диапазона регулирования скорости. Для диапазона регулирования 1:10000 плата Е2 содер­жит следующие функциональные узлы:

— логическое устройство раздельного управления УЛ с переключателем характеристик ПХ и датчиком проводимости вентилей ДПВ

— Узел зависимого от скорости тОкОограничения УЗТ;

Рис. 4.1. Общий вид привода

— предварительный усилитель регулятора скорости ПУРС.

Для^ диапазона регулирования 1:1000 из платы Е2 исключается узел ПУРС.

Взаимодействие узлов электропривода показано на функциональной схеме, приведенной на рис. 4.2.

Выходное напряжение регулятора скорости PC ограничивается уровнем на­сыщения операционного усилителя и с помощью переменного резистора делите­ля, подключенного к выходу усилителя, может плавно регулироваться, задавая уставку тока ограничения.

Параллельно узлу ограничения тока подключен узел зависимого от скорости токоограничения, который осуществляет дополнительное ограничение тока в функ­ции скорости.

Регулятор тока формирует напряжение, пропорциональное разности сигналов задания на ток и отрицательной обратной связи по току.

При переключении комплектов тиристоров В и Я одновременно ключами В И Н производится изменение полярности выходного напряжения датчика тока для сохранения отрицательного знака обратной связи по току. '

Нелинейное звено суммирует выходное напряжение регулятора тока Ј/PTl. пропорциональное току двигателя, н напряжение Uе обратной связи по ЭДС с разными коэффициентами передачи. Коэффициент передачи НЗ по входу £/рт является нелинейным, имея зависимость, обратную коэффициенту передачи ти-

A t с

Рийторного преобразователя в зоне прерывистого тока. Коэффициент передачи НЗ по входу Uе является постоянным.

Сигнал Uе формируется функциональным преобразователем ЭДС, имеющим характеристику, близкую к арксинусной, т. е. обратную регулировочной харак­теристике тиристорного преобразователя. Этим осуществляется приведение сиг­нала тахогенератора, пропорционального ЭДС двигателя, ко входу СИФУ.

Разнополярное напряжение управления U7 нелинейного звена преобразуется переключателем характеристик в однополярное. Таким образом, в статическом режиме работы привода на управляющий орган СИФУ подается только отри­цательная полярность напряжения, независимо от работающего комплекта ти­ристоров.

Управляющий орган СИФУ обеспечивает ограничение минимального и мак­симального углов регулирования, установку начального угла регулирования..

СИФУ вырабатывает импульсы управления для тиристоров. Фазовый сдвиг импульсов относительно силового напряжения на тиристорах пропорционален напряжению, поступающему на СИФУ от УО.

Усилители импульсов согласуют по мощности выход СИФУ с импульсными трансформаторами. Кроме этого, на УИ происходит сдваивание импульсов.

Логическое устройство раздельного управления служит для формирования сигналов кл. В и /сл.//, управляющих ключами В и Н в датчике тока, переклю­чателе характеристик и цепи импульсных трансформаторов.

Командой для УЛ на переключение комплектов является изменение полярно­сти сигнала Un3, пропорционального напряжению UРт и коэффициенту переда­чи ИЗ.

Контроль отсутствия тока через тиристоры производится датчиком прово­димости вентилей.

Элемент И осуществляет логическое умножение блокировочных сигналов UБи и [/вв и имеет на выходе логический сигнал единичного уровня в тот промежуток времени, когда отсутствуют ток через тиристор и управляющий импульс на ти­ристоре.

При появлении команды на переключение комплектов (напряжение UB2 из­менило знак) и наличии на выходе элемента И сигнала единичного уровня УЛ Формирует сигнал Up=О нулевого уровня, который запускает элемент отсчета выдержки времени. На период ■ выдержки времени импульсные трансформаторы обоих комплектов находятся в отключенном состоянии, дополнительно сигнал UР=0 запрещает формирование импульсов управления в СИФУ. По истечении выдержки времени происходит подключение импульсных трансформаторов к за­данному комплекту, одновременно сигналом Up= 1 разрешается формирование импульсов в СИФУ.

Силовая часть

Принципиальная схема силовой части электропривода приведена на рнс. 4.3. Реверс выпрямленного напряжения достигается за счет антипараллельного со­единения двух трехфазных мостовых комплектов тиристоров. При работе одного

Комплекта устройство логики A 0 8Q CQ ~3808

Запрещает подачу импульсов управления на другой.

Спецификой работы трех­фазной мостовой управляемой схемы выпрямления в области прерывистого тока является необходимость формирования сдвоенных импульсов для уп­равления тиристорами. На рис 4.4 приведена форма им­пульсов управления одним из тиристоров моста в стационар­ном режиме. Один импульс уп­равления пары определяет угол открытия тиристора в положи­тельной полуволне, другой — в отрицательной полуволне фаз - .ного напряжения. Сдвиг между парами импульсов на противо­фазных тиристорах моста—180 эл. град., на тиристорах одной группы (анодной или катод­ной) — 120 эл-. град.

Временная диаграмма ра­боты мостовой управляемой схемы выпрямления в области прерывистого тока, при ЭДС двигателя, равной нулю, отсут­ствии индуктивности в якорной цепи и угле регулирования <х=90 эл. град приведена на рис. 4.5. В мостовой схеме дол­жны одновременно находиться

В проводящем состоянии минимум Два тиристора. Напряжения на анодах у них сдвинуты относительно друг друга на 60. эл. град. Поэтому, чтобы первоначально получить проводящее состояние тиристоров, необходимо хотя бы на один тири­стор подать два сдвинутых на 60 эл. град импульса. Для режима непрерывного тока этого будет достаточно, чтобы все последующие вступающие в работу тиристоры поддерживали проводящее состояние преобразователя при управлении ими одиночными импульсами, поскольку в режиме непрерывного тока включен­ный ранее тиристор находится в проводящем состоянии до прихода импульса на последующий тиристор. В области прерывистого тока преобразователь начи­нает и прекращает работу шесть раз за период, а каждый тиристор два раза, поэтому сдвоенные импульсы необходимо подавать на все тиристоры.

360" T |

Uit

Выпрямленное напряжение в режиме прерывистого тока принимает нулевое значение при угле регулирования а=120 эл. град.

Регулятор скорости

В зависимости от диапазона регулирования электропривода PC имеет раз­личную схемную реализацию. Принципиальная схема PC для диапазона регули­рования 1:10000 приведена на рис. 4.6. Характерной особенностью исполнения в этом случае является наличие предварительного усилителя PC, выполненного по схеме модуляхор — усилитель — демодулятор. Элементами, определяющими ПИ - характеристику PC, являются сопротивление R18 и конденсатор СИ. Резисторы' RIO, R14, конденсатор С4 не устанавливаются. Между лепесткамй 2—3 ставится перемычка, включающая в обратную связь операционного усилителя А1 конден­сатор СЗ. Полученное интегрирующее звено используется в качестве фильтра вы­ходного сигнала ПУРС. Масштаб скорости подбирается сменным резистором R12.

Для плавной регулировки задания на ток якоря используется делитель на резисторах R13, R17. В режиме токоограничения выходное напряжение усилите­ля А1 достигает уровня' насыщения. При напряжении питания ±15В напряже­ние насыщения усилителя имеет величину около ±12,5 В. Изменяя R17, можно регулировать выходное напряжение PC в режиме насыщения от 0 до 10 вольт.

В приводе предусмотрен режим внешнего" уменьшения уставки ограничения тока путем параллельного подключения к резистору R17 дополнительного со­противления.

При использовании в комплекте с преобразователем высокомоментных элект­родвигателей ограничение тока осуществляется УЗТ, подключенным параллельно резистору R17.

Исполнение PC для диапазона регулирования 1:1000 отличается отсутствием ПУРС. При этом устанавливаются резисторы R14, R10, перемычками 54—51 и 53—52 входы задающего напряжения электропривода коммутируются на вход­ные сопротивления усилителя А1, перемычка 2—3 отсутствует, ПИ-характери - стика PC определяется элементами RIO, С4, масштаб скорости подбирается смен­ным резистором R14 и допускает плавную регулировку резистором R9. /

Оба варианта исполнения PC предусматривают подключение потенциометра задания скорости таким' образом, что сигнал задания сравнивается с сигналом тахогенератора относительно входной клеммы 22, которая соединяется с неин - вертирующими входами ПУРС и А1. Такая дифференциальная схема подключе­ния позволяет исключить неконтролируемое падение напряжения (синфазная по­меха) на проводе, соединяющем потенциометр задания скорости с общей точкой питания преобразователя.

Включение перед операционным усилителем А1 предварительного усилителя, не имеющего дрейфа выходного напряжения, позволяет уменьшить влияние на­пряжения дрейфа усилителя А1 на скорость вращения двигателя в замкнутой системе регулирования в К раз, где К — коэффициент усиления термостабильного усилителя. Принципиальная схема ПУРС, имеющего коэффициент усиления К—100, приведена на рис. 4.7.

Усилитель со структурой М—У—Д не имеет температурного и временного дрейфов, поскольку они, являясь по своей природе низкочастотными, практически не пропускаются разделительными конденсаторами С18 и С19. Внутренними ис­точниками дрейфа в ПУРС являются операционные усилители А4 и А5.

Модуляция и демодуляция входного и выходного сигналов осуществляется с частотой 2—3 кГц, вырабатываемой мультивибратором на операционном уси­лителе A3. Временные диаграммы сигналов в характерных точках схемы приведе­ны на рис. 4.8. ПУР£ построен по двухтактной схеме — модуляторы V10, VII, Усилители А4, А5 и демодуляторы V14, V15 работают в разные полупериоды ча­стоты, затем происходит суммирование однополупериодных сигналов на усили­теле А1. Усилитель Л/ обеспечивает статический коэффициент усиления регу­лятору скорости и является звеном, суммирующим и фильтрующим демодули - рованный сигнал."Модуляция входного сигнала осуществляется полевыми тран­зисторами типа КП301 с изолированным затвором, а демодуляция усиленного сиг­нала — полевыми транзисторами типа КП302 с диффузионным затвором. Тран­зисторы указанных типов являются взаимно инверсными, т. е. КП301 открывается отрицательным напряжением затвора, а КП302 — нулевым. Поэтому, чтобы тран­зисторы V10 и V14, VII и VI5 работали в фазе друг с другом, а транзисторы V10 и Vll, V14 и V15 в противофазе, выходное напряжение генератора инверти­

Руется транзистором V13, а затворы полевых транзисто­ров соединены по перекрест­ной схеме.

Работу схемы в режи­мах модуляции-демодуляции рассмотрим на примере ка­нала V10—A4—V14. Пере­дача н усиление полезной информации происходит во время 'закрытого состояния транзисторов V10 и V14. Принципиальная схема: уси­
лителя А4 в рабочий полу­период приведена на рис. 4.9 для случая входного напря­жения положительной по­лярности. Поскольку посто­янная времени заряда — раз­ряда конденсаторов С12 и С13 T=C12-/?27=C13-/?28as 170 мс, то з. а время полупе­риода частоты модуляции, равное 0,3—0,5 мс, напря­жение, поступающее на не - инвертирующий вход А4 (Urv), будет оставаться по­стоянным, как и усиленное выходное напряжение А4. Величина напряжения Uя27 будет меньше входного на­пряжения ДU на величину напряжения на конденсаторе С12, которое останется на нем после полупериода от­крытого, состояния транзи­стора V10. Принципиальная схема усилителя А4 в нера-. бочий полупериод частоты

Модуляции приведена на рис. 4.10. В этот полупериод происходят независимо два процесса: конденсатор С12 заряжается напряжением AU/2, а выходное на­пряжение усилителя А4, принимая произвольное значение между уровнями на­сыщения, выравнивает напряжения на С12 и С13, устремляя таким образом входное дифференциальное напряжение к нулю. Последний процесс обеспечива­ется наличием отрицательной обратной связи через R28. Поскольку алгебраиче­ская сумма напряжений на С12 и С13 (дифференциальное напряжение усилите­ля) должна быть равна нулю, то при нулевом входном напряжении ДU уси­литель будет поддерживать в среднем нулевую величину напряжений на конденсаторах. Наличие напряжения AU/2 приведет к тому, что конденсато­ры С12 и С13 будут иметь в среднем напряжения ДС//2 указанной полярности. Таким образом, к началу рабочего полупериода UCm=UCZ=AUI2. Расчетная схема усилителя А4 для определения коэффициента усиления приведена на рис. 4.11. В соответствии с полярностью напряжений и токов имеем

UBy—Uc 100

И+ = • 100 R - — ■ (t/вх - ис);

101

101/? U ВЫХ + Uс

101R

В линейном-режиме работы усилителя U+ = U~. Приравнивая выражения для U+ и U-, находим

Вых

= К = 100,

То есть коэффициент усиления схемы не зависит от величины напряжений кон­денсаторов. Важно, чтобы обеспечивалось равенство этих напряжений при соот­ветствующей полярности. Как уже отмечалось, это достигается в нерабочий по­лупериод за счет отрицательной обратной связи усилителя А4 через R28, кото­рая дает возможность усилителю А4 поддерживать дифференциальное входное напряжение равным нулю.

Рабочий импульс выходногр напряжения усилителя А4 .через разделитель­ный конденсатор С18 поступает на резистор R34. Поскольку постоянная времени дифференцирующей цепочки С18, R34 равна приблизительно 1,7 мс, за время по­лупериода 0,3—0,5 мс наблюдается некоторое снижение уровня напряжения на R34. Этот импульс напряжения пропускается ключом V14 на вход усилителя А1. В следующий полупериод ключ V14 замкнут, а на вход А1 ключом V15 пропу­скается импульс напряжения с резистора R35.

Регулятор тока, датчик тока

Принципиальная схема регулятора тока совместно с датчиком тока приведе­на на рис. 4.12. РТ имеет ПИ-характеристику, которая определяется элементами С7, R22. Уровень ограничения выходного напряжения РТ допускает плавную регулировку резистором R33 в пределах от 0 до 10 вольт. Это позволяет в случае необходимости использовать для ограничения тока режим так называемого уп­реждающего токоограничения. Выходное напряжение PC поступает иа резистор R20, которым устанавливается масштаб тока в режиме токоограничения.

К

В качестве измерительных элементов тока в силовой цепи используются трансформаторы тока Т2—Т4, установленные в фазах вторичной обмотки силового трансформатора. Сумма сигналов по току от всех трех фаз пропорциональна току. якорной цепи двигателя. Переменное напряжение трансформаторов тока, пропорциональное току в фазах, выпрямляется двумя трехфазными нулевыми схемами, которые создают иа резисторах R62 и R63 падения напряжений, про­порциональные току якоря, ио противоположной полярности. С помощью ключей V16 сигнал обратной связи по току становится реверсивным, т. е. полярность сигнала, поступающего в точку сравнения РТ, меняется в соответствии с работа­ющим комплектом тиристоров В или Я.

При работе комплекта тиристоров Я иа управление ключом V16 поступают сигналы: упр. кл. Я2 ( + 12 В) и упр. кл. В2 (—12 В), которые приводят ключ Н2 В разомкнутое состояние, а ключ В2 в замкнутое и, таким образом, в точку срав­нения РТ через резисторы R65, R69 подается напряжение положительной по­лярности ( + lci). .

При работе комплекта тиристоров В состояния ключей меняются на проти­воположные, а сигнал обратной связи по току имеет отрицательную полярность (-'■<!).

Нелинейное звено

И функциональный преобразователь ЭДС

Принципиальная схема, отражающая основные особенности построения НЗ и ФПЕ, приведена иа рис. 4.13. Взаимодействие узлов основывается на уравне­нии якорной цепи двигателя постоянного тока ия=Еял+1^я. В соответствии с этой зависимостью формируется управляющее напряжение для СИФУ T/y-ff.,.I/p,+*■•!/■. состоящее из двух слагаемых, первое из которых про­порционально току якоря двигателя, а второе — ЭДС двигателя.

В режиме холостого хода двигателя ия=Едъ, поэтому напряжение управ-

3 Заказ 4546

Лення для СИФУ должно определяться только снгна-, лом положительной обрат­ной связи по ЭДС UJ=KE- ■Uв, а выходное напряже­ние регулятора тока должно быть равно нулю £/рт=0.

При появлении момента нагрузки на валу двигателя напряжение управления (по цепи — сигнал обратной свя­зи по скорости, регулятор скорости, регулятор тока, нелинейное звеио) возраста­ет на величину /Снз-1/рт, пропорциональную току яко­ря. Этим увеличением Uy компенсируется падение на­пряжения в якорной цепи /я-Ля, а скорость вращения двигателя поддерживается ■ постоянной с точностью до

Статической ошибки системы регулирования.

НЗ предназначено для улучшения динамических характеристик привода при работе в области прерывистых токов, где регулировочная характеристика тири - сторного преобразователя имеет участок с малым коэффициентом передачи. При­мерный вид регулировочной характеристики реверсивного тиристорного преоб­разователя с согласованием комплектов при аНач=120 эл. град показан на рис. 4.14. Сплошная линия соответствует работе преобразователя в режиме прерыви­стого тока, штриховая — в режиме - непрерывного. При ЭДС двигателя £дв = 0 режим прерывистых токов находится в диапазоне углов 90°<а<120° и характе­ризуется низким коэффициентом передачи преобразователя, в Области непрерыв­ного тока при а<90° коэффициент передачи преобразователя возрастает. НЗ имеет статическую характеристику (рис. 4.15), обратную регулировочной харак­теристике преобразователя в области прерывистого тока. Последовательное вклю­чение НЗ и преобразователя с взаимно-обратными - характеристиками обеспечи­вает постоянство совместного коэффициента передачи /Снз*/Стп в контуре тока при переходе из области прерывистого тока в область непрерывного. Этим до­стигается независимость динамических характеристик системы регулирования от режима работы якорной цепи.

Схемная реализация НЗ выполнена путем включения в обратную связь уси­лителя А4 цепочки, имеющей нелинейное сопротивление и состоящей из диодов V9—V13 и-резисторов R35, R36, R39.

В области малых" входных сигналов сопротивление цепи обратной связи определяется следующими последовательно включенными элементами: R35, V13
F (V14), R39 и имеет максималь­ную величину. При увеличении входного сигнала последова­тельно вступают в действие сначала Vll (V12) и R36, затем V9 (V10). На последнем участ­ке характеристики, где прово­дят три последовательно вклю­ченных диода, дифференциаль­ное сопротивление цепи обрат­ной связи' определяется величи­ной резистора R39 и имеет ми­нимальную величину.

При необходимости форму характеристики НЗ можно из­менять сменными резисторами R35, R36. С помощью сменного резистора R34 изменяется мас­штаб характеристики по оси

£/рт-

НЗ, кроме линеаризации канала регулирования в конту­ре тока, выполняет функцию суммирования сигналов t/PT и U в, причем, чтобы нелиней­ность цепи обратной связи не влияла на коэффициент пере­дачи по входу Us, суммирова­ние происходит не на инверти­рующем входе усилителя А4, а в точке соединения резистора

R39 с нелинейной цепочкой. Расчетная схема для пояснения принципа суммирования приведена на рис. 4.16. Символом Rna обозначено нелинейное со­противление цепочки обратной связи. Направления токов указаны для положи­тельной полярности Uy и отрицательной полярности сигналов £/рт и UВ. Такое соотношение полярностей соответствует выпрямительному режиму комплекта ти­ристоров «В». В соответствии с расчетной схемой определим зависимость напря­жения управления от сигналов f/pi и UE-

Из условия равенства токов /щ=/нэ на инвертирующем входе усилителя А4

Имеем

Кпз RH

Из условия равенства токов /вз9='нэ-Нвз7 в точке UB3 имеем

Uy-U„3

67

Исключая из приведенных соотношений промежуточную переменную Uна, по­лучим

Ц _____________________ Rzs ______ Ц / ^НЭ+^38 Кнз #39 N

У #37 Р V #34 #34 #34 /

Принимая во внимание, что #зэ/#з7^0,3 и для последнего соотно­

Шения получим

Uy — — o,3f/E — 1,з ^рт=-а:е UE - KH3UpT.

Знаки минус перед слагаемыми показывают, что полярность выходного напряже­ния U? НЗ является инверсной по отношению к полярностям входных сигналов Uv т и UЕ. Кроме того, напряжение Uy имеет линейную зависимость от сигнала Uв и нелинейную от fp т-

Дополнительно поясним принцип работы схемы (рис. 4.16) в двух режимах:

А) Uе=0. Величиной сигнала Up т определяется входной ток lai—Uv т/#з4- При появлении входного тока /вх усилитель Л4 будет формировать такое вы­ходное напряжение Uy, при котором обеспечится равенство входного тока и тока, поступающего по цепи'обратной связи на инвертирующий вход /„з= Ua3/RBa-

Итак, усилитель по цепи обратной связи поддерживает равенство токов на инвертирующем входе /нз=/вх. При этом полярность напряжения Uy должна быть противоположной полярности сигнала 1/рт;

Б) С/р т = 0. В этом режиме /Вх = 0, поэтому при появлении сигнала Uе уси­литель А4 будет формировать такое выходное напряжение Ur, при котором обес­печится нулевой потенциал в точке С/Нз и, следовательно, нулевой ток /на, чтобы сохранилось равенство /вх=/нз. При этом полярность напряжений U7 н Us, дол­жна быть противоположной.

Функциональный преобразователь ЭДС предназначен для преобразования сигнала тахогенератора 1/1Г, пропорционального ЭДС двигателя, в сигналСв, ко­торый пропорционален ЭДС двигателя, приведенной ко входу СИФУ. Приведе­ние ЭДС двигателя ко входу СИФУ осуществляется в связи с нелинейной регу­лировочной характеристикой тиристорного преобразователя, которая в режиме непрерывного тока описывается зависимостью

* U,

Ud^ud0 sin — — ,.

Z U уо

Где Uia и Ujo — напряжение тиристорного преобразователя и напряжение уп­равления СИФУ при угле регулирования-а=0 эл. град. Вид регулировочной ха­рактеристики реверсивного преобразователя при непрерывном токе показан на рис. 4.17. Для того чтобы привести напряжение преобразователя (ЭДС двига­теля) ко входу СИФУ, необходимо осуществить обратное преобразование

Uy = (/у0 —arcsln d.

* U do

Такую зависимость должна обеспечивать статическая ха­рактеристика ФПЕ. Практиче­ски ФПЕ имеет характеристику, состоящую из двух участков, которая аппроксимирует арк- сииусную зависимость. На рис. 4.18 приведена реальная харак­теристика ФПЕ, здесь же для сравнения показана арксинус - ная зависимость.

Схемная реализация ука­занной характеристики дости­гается за счет включения в цепь обратной связи операционного усилителя A3 (см. рис. 4.13) резисторов R26, R30, диодов V7, V8 и смещения их в пря­мом направлений через резисто­ры R3J, R32 напряжением ±15 вольт. Для пояснения принципа работы иа рис. 4.19 приведена расчетная схема ФПЕ, отража­ющая направления протекания токов в цепях при напряжении тахогенератора отрицательной полярности.

Связь между входным н выходным напряжениями уси­лителя A3 определим, исходя из равенства токов /и=/ос1+/ос2 на инвертирующем входе опе­рационного усилителя

Uy/Uyo,

-1

Рис. 4.17. Регулировочная характеристика ре­версивного преобразователя при непрерывном токе

^3,5.

Л18

Второй участок характери - ристики ФПЕ соответствует та­кому диапазону изменения вы­ходного напряжения усилителя A3, при котором ток через диод V7 не протекает (/„7=0). В этом случае напряжение на аиоде запертого диода V7 равно

Я26

Uk = 15В

Я26 + «31,

Следовательно, при дости­жении выходным напряжением усилителя A3 величины 5 В, ток через диод V7 прекращается, и при дальнейшем увеличении вы­ходного напряжения диод V7 Находится в непроводящем со­стоянии за счет смещения в об­ратном. направлении. Величина выходного напряжения усили­теля 5 В соответствует точке излома характеристики ФПЕ.

На втором участке харак­теристики при UВых>5 В при­ращение входного тока будет компенсироваться приращением тока /ос2, а ток /0ci будет ос­таваться постоянным. Из ра­венства приращений токов Д/вх = Д/ос2 на инвертирующем входе усилителя A3 находим дифференциальный. коэффици­ент передачи - на втором участке характеристики ФПЕ

W вх /?18

R3Q Я18

Таким образом, арксииусная зависимость аппроксимируется отрезками двух пря­мых, наклоны которых отличаются в два раза, а точка_сопряжения соответствует выходному напряжению усилителя A3 UtЫх=»5 В.

С помощью резистора R16 из­меняется масштаб характеристики ФПЕ по оси Un. Этим достигает­ся совмещение характеристики ФПЕ с реальной характеристикой тиристорного преобразователя, приведенной ко входу СИФУ. Со­вмещение производится в одной точке, соответствующей макси­мальной скорости вращения элек­тродвигателя. Критерием совпаде­ния характеристик в выбранной точке является равенство иулю_ среднего значения выходного на­пряжения РТ Uрт=0 в режиме холостого хода двигателя. .

Переключатель характеристик Служит для согласования ревер­сивного рыходного сигнала НЗ U3 С однополярной регулировочной, характеристикой СИФУA—F(UBХ).

В статическом режиме работы на выходе усилителя А1 формиру­ется только отрицательная поляр­ность напряжения. '

При положительной полярно­сти напряжения U7, которая в стационарном режиме соответст­вует выпрямительному режиму комплекта тиристоров «В», ключ Н замкнут, а ключ, В разомкнут. Напряжение управления через ре­зисторы R1 и R12 поступает на инвертирующий вход усилителя А1 и с коэффициентом передачи К=—#14/(#1 + #12) =—1 приоб­ретает на выходе отрицательную полярность.

При отрицательной полярно­сти U7, соответствующей выпря­мительному режиму комплекта ти­ристоров «Н», ключ Н разомкнут, а ключ В замкнут. Напряжение управления через резистор R2 поступает иа неинвертнрующий вход усилителя А1 с коэф-

■ Ш /. , #14 ,

Фициеитом передачи К = П1П, п,0 [ 1 + ------------------- ------- Г---- = 1-

11 ' Л #1 + #12 '

#12+ #13

Статические и динамические характеристики пх в четырех квадрантах ра­боты привода приведены иа рис. 4.21. Отрицательная ось выходного напряжения Пх соответствует выпрямительному режиму работы комплектов тиристоров «В» и «Н»,. положительная — режиму рекуперативного торможения (инверторный ре­жим работы комплектов тиристоров «В» и «Н»), Стрелками указана последова­тельность движения по характеристикам при реверсе преобразователя из выпря­мительного режима комплекта тиристоров «В» в выпрямительный' режим комплек­та тиристоров «Н». Выпрямительный и ииверторный режимы комплектов тирн - :сторов «В» и «Н> показаны для случая согласования комнлектов при аНач=90 эл. град.

Управляющий орган СИФУ служит для ограничения минимального и макси­мального углов регулирования, а также для установки начального угла регули­рования, т. е. формирует регулировочную характеристику СИФУ A=F(U (рис. 4.22). Принципиальная схема УО СИФУ приведена на рис. 4.23. Реализа­ция функции ограничения углов аМНя и ам»кс осуществляется путем включения в обратную связь операционного усилителя а5 транзистрра V15, а установка начального угла регулирования производится подачей напряжения смещения на вход усилителя Л5 от делителя R41, R42.

Сигнал, поступающий с У О на нуль-орган. СИФУ. снимается с резистора R48 в эмиттерной цепи транзистора. В линейном режиме работы потенциал ин­вертирующего входа операционного усилителя а5 практически ра^ен нулю, по­этому напряжение Ua, поступающее" на НО СИФУ, равно падению напряжения на резисторе R48.

Коэффициент передачи подобной схемы определяется так же, как у обычного инвертирующего усилителя, т. е. из соотношения равенства токов на инвертирую­щем входе. Например, коэффициент передачи схемы по напряжению U*X K=*Uaiuin=—R4&/R45.

*

Отличие схемы с транзистором в цепи обратной связи заключается в том, что ток в цепь резистора R48 поступает в основном через переход эмиттер — кол­лектор транзистора (/0с=/э) от источника напряжения—15 В. В этом случае выходной ток усилителя, как равный току базы транзистора, в Р раз меньше тока обратной связи, поскольку /»=Р-/в, где р— коэффициент усиления транзи­стора по току. Усилитель А5 автоматически формирует такое выходное напря­жение, прн котором обеспечивается равенство токон иа инвертирующем входе. При этом неважно, какой величины достигнет выходное напряжение (естествен­но, до уровня насыщения), поскольку полезный сигнал снимается с резисто­ра R48.

Расчетная схема, отражающая направления протекания токов в цепях уси­лителя Л5, приведена иа рис. 4.24. Начальный ток /Нач определяет начальный угол регулирования аНач. В статическом режиме (отрицательная поляр­ность Увх) ток /вх вычитается из /нЛч, уменьшая тем самым»/0е и соответственно падение напряжения иа резисторе R48. Таким образом, чем более отрицательным становится UBХ, тем больше уменьшается падение напряжения на резисторе R48 И тем больше закрывается транзистор. Для ограничения минимального угла ре­гулирования падение напряжения на резисторе R48 должно оставаться постоян­ным и равным некоторой минимальной отрицательной величине. Это происходит следующим образом. В режиме ограничения аМян усилитель А5 выходит из ли­нейной зоны работы, и его выходное напряжение достигает уровня насыщения положительной полярности. Этим напряжением транзистор V15 полностью за­крывается. Ток через резистор R48 определяется, с одной стороны, резистором R50 и напряжением питания —15 В, которое является постоянным, с другой стороны,— потенциалом инвертирующего входа усилителя А5. Поскольку уси­литель не находится в линейном режиме, потенциал инвертирующего входа мо­жет принимать произвольное значение, однако должен оставаться постоянным при увеличении UBx в сторону отрицательной полярности, чтобы ток через рези­стор R48 оставался неизменным. Это обеспечивается малым дифференциальным сопротивлением цепочки из резистора R44 и диода V52, анод которого через выход микросхемы в узле защиты н блокировки имеет практически нулевой по­тенциал. Таким образом, увеличение тока /В1 компенсируется увеличением тока Iv52, и за счет малого сопротивления V52 и R44 потенциал инвертирующего входа практически остается постоянным. Величина напряжения Ј/f в этом режиме мо­жет изменяться путем подбора сменного резистора R50. Для уменьшения аМян необходимо уменьшать i/3, следовательно, увеличивать R50. При соединении си­лового трансформатора по схеме У/К рекомендуется выставлять амия= (5—10) эл. град.

- При изменении полярности £/В1 на положительную происходит сдвиг угла регулирования в сторону аМакс. Это соответствует увеличению падения напря­жения иа резисторе R48, т. е. приоткрыванию транзистора V15. Для ограничения Омане при увеличении Usx и достижении им некоторой величины, падение на­пряжения на резисторе R48 должно оставаться постоянным. В этом режиме выходное напряжение усилителя А5 достигает уровня насыщения отрицательной полярности, а транзистор V15 полностью открыт. Ток через резистор R48 опре­деляется резистором R49 и напряжением питания—15 В, резистором R47 и на­пряжением насыщения усилителя, напряжением инвертирующего входа усилите­ля, которое в этом режиме равно падению нанряжения на диоде V43 и поэтому при увеличении ивт остается практически постоянным. Таким образом, функцию ограничения амин выполняет цепочка R44, V52, а амакс — диод V43. Величина напряжения U8 в режиме ограничения амако может изменяться путем подбора резистора R49. Для увеличения аМакс необходимо увеличивать U3, следователь­но, уменьшать R49, и наоборот. При соединении силового трансформатора по схеме YjY рекомендуется выставлять аМакс=(150—165) эл. град.

Начальный угол регулирования потенциометром R41 устанавливается рав­ным 120 эл. град. Регулировочная характеристика управляющего органа СИФУ Для случая соединения силового трансформатора по схеме YjY приведена на рис. 4:22.

Ограничение; накладываемое на минимальную величину угла регулирования, не связано с особенностью работы тиристорного преобразователя в этом режи­ме, а определяется минимальной длительностью выходных импульсов нуль-органа СИФУ, при которой сохраняется его устойчивая работа. Ограничение минималь­ной длительности импульсов приводит к. ограничению аМиа - В случае соединения первичной илн вторичной обмоток силового трансформатора в треугольник, ког­да силовое напряжение иа тиристорах отстает по фазе иа 30 эл. град от синхро­низирующего напряжения, ограничение иа длительность импульсов выходного на­пряжения НО СИФУ отсутствует, поскольку при аМии=0 эл. град ширина им­пульсов составляет 30 эл. град и минимальный угол регулирования может уста­навливаться равным 0 эл. град.

Ограничение, накладываемое иа величину аыако, определяется спецификой работы тиристорного преобразователя в инверторном режиме, которая заключа­ется в возможности возникновения при углах регулирования, близких к 180 эл.

Град, аварийного режима работы, так называемого прорыва инвертора. Поэтому от теоретически максимального угла регулирования в ииверторном режиме 180 эл. град для надежной работы преобразователи оставляют запас Да= (15— 30) эл. град, и практически максимальный угол регулирования выставляется рав­ным (150—165) эл. град.

Существует ограничение, определяющее и нижнюю границу максимального угла регулирования, т. е. такую величину, меньше которой не рекомендуется устанавливать аМакс. Это связано с возможностью возникновении неконтролируе­мых выбросов тока в режиме рекуперативного торможения. В этом режиме ток якоря определяется выражением

4- Udacosa

«я

Если торможение двигателя происходит с максимальной скорости, соответству­ющей амин^О эл. град, то н /я — -5° (1 + c°s а)- Отсюда

"я

Наглядно видно, что уменьшение максимального угла регулирования приводит к увеличению тока в режиме торможения с максимальной скорости. И еслн ограни­чить (Хманс недопустимо низкой величиной, то контур тока ие сможет поддержать начальный ток торможения иа заданном уровне, поскольку дли этого регулятору тока потребовалось бы автоматически смещать угол регулиронания - в сторону увеличения, а-вступающее в действие ограничение аМакс ие позволит этого сде­лать. Это приведет к тому, что начальный ток торможения ие будет контролиро­ваться контуром тока н превысит величину уставки. Поэтому минимальное зна­чение максимального угла регулирования должно - выбираться таким образом, чтобы при торможении с максимальной скорости начальный ток торможения не превышал заданную величину.

Узел зависимого токоограничения служит для изменении уставки токоограни­чения в функции скорости. Это необходимо осуществлять для высокомоментных

Двигателей в соответствии с комму­тационной характеристикой, кото­рая приводится в паспорте двига­теля. Принципиальная схема УЗТ Приведена иа рис. 4.25, а его со­единение с выходом регулятора скорости показано на рнс. 4.6.

Действие УЗТ основано на том, что напряжение иа резисторе R17 регулятора скорости в режиме токоограничения определяется ве­личиной выходного напряжения усилителей А1 (А2) и падением напряжения иа диодах V4 (V5), Как элементов схемы с наиболее низким дифференциальным сопро­тивлением. При этом важно, чтобы величина падения напряжения на резисторе R17 была достаточной для открытия диодов V4 и V5, которые смеще­ны в обратном направлении выходным напряжением усилителей А1 и А2,

На рис. 4.26 приведена статическая характеристика УЗТ, т. е. зависимость выходного напряжения усилителя А1 от напряжения тахогенератора. Усилитель А2 инвертирует выходное напряжение усилителя А1. Для сравнения на рис. 4.26 показана типичная коммутационная кривая высокомоментного двигателя, приве­денная к масштабу выходного напряжения регулятора скорости.

На характеристике УЗТ отмечены основные точки, которые можно изменять путем подбора сменных резисторов R3, R5, R6 таким образом, чтобы достигалась наиболее близкая аппроксимация и в то же время чтобы характеристика УЗТ (кривая токоограничения) не выходила за пределы коммутационной кривой.

Рассмотрим работу схемы УЗТ. При нулевой скорости вращения. транзисто­ры VI, V2, V3 закрыты, выходное напряжение усилителей определяется напря­жением питания —15 В и суммой входных сопротивлений R4+R6. Поэтому ре­зистором R6 устанавливается величина тока при нулевой скорости вращения.

При отрицательной полярности напряжения тахогенератора транзистор V3 Остается закрытым, а транзистор V2 приоткрывается, создавая током коллекто­ра падение напряжения на резисторе R2, которое приоткрывает транзистор VI. Линейный режим работы транзистора V2 будет существовать до такого напря­жения тахогенератора, при котором дальнейшее приоткрывание транзистора ста­нет невозможным по причине наступления режима насыщения (U3-KvГЭ£0). Гра­ница линейного режима определяется из условна достижения током эмиттера'

UTT

Величины, равной максимальному току коллектора транзистора V2 /э= 15В

ЯЗ

= /„

И соответствует напряжению тахогенератора ДЗ

R2 ' .

Следовательно, резистором R3 определяется величина скорости, при которой ток отсечки достигает установившегося значения.

Резистор R1 в цепи эмиттера VI рассчитан таким образом, чтобы транзисто­ры VI и V2 одновременно достигали границы линейного режима, т. е. насыще­ния. При полиостью открытых транзисторах потенциал точки 35 близок к нулю (пренебрегая падениями напряжений £/„-« V1K V2). Входное напряжение усили­теля А1 определяется напряжением питания —15 В и делителем R4, R5, т. е. резистором R5 устанавливается величина тока при максимальной скорости вра­щения.

При положительной полярности напряжения тахогеиератора транзисторы VI и V2 закрыты, а транзистор V3 приоткрывается. Для транзисторов V2 и V3 Используется схема включения с общей базой. Поскольку сопротивление R3 в цепи эмиттеров транзисторов общее, а нагрузка в цепи коллекторов R2 и R4+R5 Практически одинакова, то достигается симметрия характеристики УЗТ при раз­личной полярности напряжения тахогеиератора. Рассмотрим более подробно ра­боту транзистора V3 на примере расчетной схемы, приведенной иа рис. 4.27: При нулевом напряжении тахогеиератора транзистор V3 закрыт, ток коллектора /к = 0, ток входного резистора усилителя А1 /вх= 15 В/(R4+R6), выходное на­пряжение усилителя А1

□7

/

При появлении напряжения тахогеиератора транзистор V3 ведет себя таким об­разом, чтобы снести ток базы к минимальной величине (/б=/э/Р, где Р—коэффи­циент усиления транзистора по току).

Это достигается приоткрыванием транзистора иа такую величину, чтобы создаваемый ток коллектора примерно выровнялся с током эмиттера, соблюдая условие /б=/э—/к - Пренебрегая падением напряжения U3-б, имеем Л>=Утг/#3, а потенциал эмиттера 0.

Приоткрывание транзистора V3 приводит к уменьшению /вх за счет парал­лельного подключении (приняли Ua=0) к резистору R6 перехода эмиттер — кол­лектор транзистора V3 последовательно с R5. Процесс "линейного увеличения тока коллектора будет продолжаться до тех пор, пока транзистор V3 не откроется полностью (T/3-K=0) и ток /к достигнет максимальной величины. При R5<^R6 и R5<g.R4 будем иметь /к. макс=15 B/R4. Из условия /кЭёЛ> находим напряжение

Тахогенератора, соответствующее границе линейного режима {/Trsl5 В • (R3/R4), Что совпадает со значением, полученным для отрицательной полярности i/T г, вви­ду равенства R2<=R4.

При дальнейшем увеличении UTT равенство между /а и /к нарушается, и при­ращение тока эмиттера будет компенсироваться приращением тока базы. При этом ток коллектора стабилизируется, сохраняется постоянным входное напря­жение усилителя А1, которое определяется В (R5/R4), т. е. так же, как и в случае отрицательной полярности i/Tг.

Логическое устройство раздельного управления (УЛ) предназначено для формирования сигналов управления-ключами В и Я, определяющими нахождение в работе комплекта тиристоров «В» или «Н», таким образом, чтобы полиостью исключался режим одновременной работы комплектов.

Нахождение в работе комплекта тиристоров «Н» («В») определяется ключом HI (В1), выполненным на составном транзисторе V23, V25 (V24, V26) (рис. 4.28), через который подается питание —12 В иа импульсные трансформаторы, при­надлежащие этому комплекту. Кроме этого, через транзистор V21 (V22) (рис. 4.28) У Л управляет ключами Я (В) в датчике тока (V16) и переключателе характеристик (VI).

Принципиальная схема УЛ приведена на рис. 4.29.

Сигналом на переключение комплектов является изменение полярности на­пряжения промежуточного выхода нелинейного звена UB3=Ks3-UVT. Напряже­ние Uнэ пропорционально заданному току (Upr) и коэффициенту передачи Кяз нелинейного звена. Поскольку при малых сигналах Upr коэффициент передачи Кшв имеет большую величину, нелинейное звено является чувствительным к ма­лым изменениям полярности сигнала задания на ток. г'

Разнополяриый сигнал i/на поступает на нуль-орган (компаратор)УЛ, чем еще более повышается чувствительность выделения команды иа смену комп­лектов.

На элементах Д1.2, Д1.3 выполнен триггер 77 заданного направления тока, который совместно с элементами Д1.1, Д1.4 представляет собой схемную реали­зацию Д-триггера, т. е. может устанавливаться в новое состояние сигналом от НО по информационному входу только при наличии иа тактирующем входе (ло­гическое произведение блокировочных сигналов от ДПВ и СИФУ) сигнала еди­ничного уровня.

Блокировочный сигнал от СИФУ UeЯ представляет собой просуммированные управляющие импульсы трех формирователей импульсов (шести тиристоров) и запрещает переключаться триггеру 77 в тот момент, когда на каком-либо из ти­ристоров. присутствует импульс управления.

Блокировочный сигнал от ДПВ UБ. в запрещает перебрасываться триггеру 77 и новое состояние, если в данный момент" времени через какой-либо из тири­сторов протекает ток.

Таким образом, триггер заданного направления тока 77 может принимать новое состояние при поступлении команды иа переключение комплектов только при отсутствии в данный момент управляющих импульсов на тиристорах и от­сутствии тока в силовой цепи.

На элементах Д2.1, Д2.2 выполнен триггер Т2 истинного направления тока, состояние которого определяет, к какому комплекту тиристоров— «В» или «Н»— были подключены импульсные трансформаторы до появления новой команды на переключение..

На элементах Д3.2, ДЗ. З, Д3.4 выполнена схема совпадения СС, которая формирует выходные сигналы УЛ, управляющие ключами В н Н, блокировоч­ный сигнал Up. Во время несоответствия состояний триггеров 77 и Т2 сигнал Up Имеет нулевой уровень и блокирует в СИФУ прохождение управляющих импуль­сов На тиристоры.

Одновременно нулевым уровнем Uv запускается выдержка времени (rssl мс), выполненная иа элементах Д3.1, С8. При появлении на входе Д3.1 нулевого сигнала конденсатор С8 начнет заряжаться, и в течение времени xsd мс иа вы­ходе Д3.1 будет присутствовать сигнал, воспринимающийся элементами Д2.3, Д2.4 как нулевой.

На диодах V14, VJ5 выполнена схема логического умножения совместного блокировочного сигнала ДПВ и СИФУ и выходного сигнала элемента выдержки времени.

Совместное взаимодействие триггеров 77, Т2, схемы совпадения СС, элемен­та выдержки времени T и блокировочных сигналов UБ. и, Ue.В, Up рассмотрим иа примере переключения комплектов в соответствии с командой, указанной на рис. 4.29. Уровни логических сигналов (единичный нли нулевой) на выходах микросхем даны для случая положительной полярности напряжения UB3, соот­ветствующей нахождению в. работе комплекта тиристоров «В».

При изменении полярности напряжения UB3 на отрицательную с выхода НО На информационный вход Д-триггера приходит логический сигнал единичного уровня. Кроме того, изменение полярности UB3 приводит к увеличению угла ре­гулирования, что сопровождается уменьшением тока-в якорной цепи. При спа­дании мгновенного значения тока в каком-либо импульсе тока до нуля (переход в режим прерывистых токов) и отсутствии управляющего импульса на тиристоре, т. е. при появлении иа тактирующем входе Д-триггера логической единицы (lV-®-i/6.«=l) происходит переключение триггера Т1 в новое состояние. Схема совпадения СС регистрирует несоответствие состояний триггеров Т1 н Т2 задан­ного и истинного направлений токов и вырабатывает логический сигнал нулевого уровня Up=0, запускающий элемент выдержки времени и блокирующий в СИФУ Формирование управляющих импульсов. В этот же момент времени ключом В1 снимается питание —12 В с импульсных трансформаторов комплекта тнрнсторов «В» н замыкаются ключи В в ДТ и ПХ. В течение выдержки, времени обе поло­вины ключей VI и V6 в ПХ и ДТ находятся в замкнутом состоянии. При появле­нии на выходе элемента выдержки иремеии логического сигнала единичного уровня и отсутствия в этот момент блокирующих сигналов Uб. в и Us я происхо­дит переключение триггера Т2 в состояние, соответствующее новому состоянию триггера Т1. Происходит замыкание ключа HI, подающего питание на импульс­ные трансформаторы комплекта тиристоров «Н», и размыкание ключей Н в ДТ И ПХ. Схема совпадения регистрирует совпадение состояний триггеров Т1 и Т2 И формирует логический сигнал единичного уровня t/p = 1, разрешающий СИФУ Формирование управляющих импульсов. Таким образом, бестоковая пауза реа­лизуется отключением импульсных трансформаторов от обоих комплектов тири­сторов и дополнительно сигналом t/P, запрещающим формирование импульсов в СИФУ.

Если во время отсчета выдержки времени поступает команда на включение прежнего комплекта «В», триггер Т1 возвращается в исходное состояние, соот­ветствующее триггеру Т2, и мгновенно происходит замыкание ключа В1 в цепи импульсных трансформаторов комплекта «В», одновременно сигналом Up—L Разрешается выдача управляющих импульсов. Мгновенная выдача импульсов во время выдержки времени на тиристоры первоначально работавшего комплек­та позволяет уменьшить бестоковые паузы при переключениях комплектов.

Датчик проводимости вентилей

Поскольку в мостовой схеме выпрямления для протекания тока и проводя­щем состоянии должны находиться минимум два тиристора из разных групп (один из анодной, другой из катодной), достаточно контролировать провбдящее состояние тиристоров в какой-либо одной из групп. В преобразователе осуществ­ляется контроль состояния тиристоров катодной группы комплекта «Н» (соответ­ственно— анодной группы комплекта «В»), Принципиальная схема ДПВ приве­дена иа рис. 4.30.

В непроводящем состоянии на переходах анод — катод тиристоров сущест­вует переменное напряжение, равное фазному напряжению вторичной обмотки силового трансформатора. Параллельно тирнсторам подключены ЯС-цепочки, выполняющие функцию защиты тиристоров от перенапряжений.

Величина сопротивления RC-Цепочки при указанных на схеме номиналах R и С составляет около 13 кОм на частоте сети, т. е. оказывается вполне доста­точной, чтобы обеспечить входной ток оптрону. Напряжение каждой ЯС-цепочки через согласующие резисторы подается на диодные мосты V4, V5, V6, нагружен­ные на светодиоды оптронов V7, V8, V9. Непроводящее состояние тиристоров соответствует засвеченному состоянию фотодиодов в оптронах, имеющих в этом случае малую величину сопротивления, достаточную для того, чтобы транзисто­ры V10, VII находились в закрытом состоянии, т. е. ДПВ вырабатывает логиче­ский сигнал единичного уровня 6гб. в= 1.

Если какой-либо из тиристоров находится в проводящем состоянии; падение напряжения иа соответствующей #С-цепочке равно нулю, поэтому через свето - диод одного из оптронов не будет проходить ток. Фотодиод этого оцтрона будет иметь большую величину сопротивления, приводящую к открытию транзисторов V10 и VII. Таким образом, во время проводящего состояния какого-либо из ти­ристоров ДПВ формирует логический сигнал нулевого уровня UБ.» = 0.

В зависимости от номинального выпрямленного напряжения преобразовате­ля (напряжения вторичной обмотки силового трансформатора) на сопротивле­ниях, согласующих силовое напряжение на тиристорах с входным током оптро­нов, устанавливаются следующие перемычки: для номинального выпрямленного напряжения 115 В 3—9, 4—10, 5—11; для номинального выпрямленного напря­жения 230 В 3—6, 4—7, 5—8.

Практически ДПВ имеет зону нечувствительности, проявляющуюся в виде провалов в сигнале С/ в в в моменты перехода через нуль напряжений иа RC-Це­почках. Поэтому в случае, если ии одни тиристор моста не проводит, в сигнале U о в все равно имеются короткие импульсы нулевого уровня.

Узел управления ключами

Принципиальная схема узла управления ключами' комплекта тиристоров «Н» приведена на рис. 4.28. На резистор R29 приходит сигнал с выхода микросхемы ДЗ.З устройства логики. Нулевой уровень сигнала,^ соответствующий нахожде­нию в работе комплекта тиристоров «Н», открывает транзистор V21, при этом на управление ключами «Н» в ДТ и ПХ через диод V17 поступает напряжение + 12 В, приводящее к закрытию ключей. В то же время транзисторы V23, V25 Открываются, подавая питание —12 В на импульсные трансформаторы комплек­та. Таким образом, рабочему состоянию комплекта соответствует замкнутое со­стояние ключа в цепи импульсных трансформаторов и разомкнутое состояние ключей в ДТ и ПХ.

Система импульсно-фазового управления формирует для управления тири­сторами сдвоенные прямоугольные импульсы, фаза которых относительно сило­вого напряжения на тиристорах изменяется пропорционально напряжению, по­ступающему на управляющий орган СИФУ. Функциональная схема СИФУ при­ведена на рнс. 4.31 и включает в себя следующие узлы:

— источник синхронизирующего напряжения (ИСН)

— три идентичных формирователя импульсов (ФИ);

— управляющий орган (УО);

— шесть усилителей импульсов (УИ);

— двенадцать импульсных трансформаторов (ИТ).

В качестве ИСН используется вторичная обмотка W3 трансформатора Т1 Питания и синхронизации преобразователя. При соединении силового трансфор­матора по схеме Y/Y напряжения синхронизации совпадают по фазе с силовыми напряжениями одноименных фаз на тиристорах.

Каждый ФИ синхронизирован со своей фазой и формирует импульсы уп­равления двумя противофазными-тиристорами этой фазы, т. е. импульсы проти­вофазных каналов каждого ФИ (а и A, B и 5, с и с) сдвинуты друг относительно друга иа 180 эл. град., а импульсы одноименных каналов разных ФИ (а, Ь, с Или а, Б, с) сдвинуты друг относительно друга на 120 эл. град.

На усилителях импульсов, кроме усиления по мощности, осуществляется сдваивание импульсов для управления тиристорами. Для этого на второй вход УИ заводятся импульсы с того канала формирователей импульсов, где имеется отставание их на 60 эл. град, от импульсов на первом входе УИ. Временная диа­грамма формирования сдвоенных импульсов приведена на рис. 4.32. Сдвоенные импульсы с выхода каждого УИ поступают одновременно иа два ИТ, принадле­жащих разным комплектам тиристоров.

Однако передача импульсов на тиристор тем или иным импульсным транс­форматором определяется состоянием ключей В1 и HI. Принципиальная схема УИ и двух относящихся к нему ИТ канала <гА» приведена иа рис. 4.33. В исход­ном состоянии транзисторы V69, V75 заперты положительным смещением на базу через цепочку R93, V58, V57. С появлением на входах а или с импульса ну­левого уровня транзисторы V69, V75 открываются. В этот момент к одному из выводов первичной обмотки ИТ прикладывается напряжение +12 В. Передача импульса на тиристор в этот момент будет производиться тем ИТ, иа второй вы­вод первичной обмотки которого подано ключом В1 или HI напряжение пита­ния —12 В.

Резисторы R1 служат для ограничения тока, в цепи первичной обмотки ИТ В аварийном (установившемся) режиме. Диоды V1.2 предотвращают перенапря­жения на коллекторах транзисторов V69, V75, V25, Y26 при их закрывании. Дио­ды VI.1 предназначены для защиты ИТ от помехи в виде импульсного падения напряжения на ключах V25 и V26 в открытом состоянии.

Принципиальная схема формирователя импульсов приведена на рис. 4.34 и включает^ себя следующие узлы: фильтр Ф, пороговые элементы ПЭ1 н ПЭ2, Формирователь синхронизирующих импульсов F, генератор пилообразного на­пряжения ГПН, нуль-орган НО, ^5-триггер Т, формирователь длительности им­пульсов ФДИ. Временные диаграммы сигналов на выходах названных узлов приведены на рис. 4.35.

Фильтр осуществляет сдвиг синхронизирующего напряжения на угол 30 эл. град, совмещая тем самым начало зоны разрешения выдачи импульса на ти­ристор с точкой естественной коммутации силового напряжения на тиристорах. Выходное напряжение фильтра с помощью пороговых элементов ПЭ1 и ПЭ2 пре­образуется в две противофазные последовательности прямоугольных импульсов.

Величина порога (зоны нечувствительности) определяется падением напря­жения на переходах база — эмиттер транзисторов VI и V2. Длительность импуль­са единичного уровня (около 176 эл. град) определяет зону разрешения выдачи управляющих импульсов на соответствующий тиристор. В промежуток времени перекрытия импульсов нулевого уровня на входах Д1.3, Д1.4 на выходе F фор­мируется синхроимпульс единичного уровня длительностью около 8 эл. град. Этот импульс открывает транзистор V8, осуществляющий разряд интегрирую­щей емкости СЗ до нулевого напряжения. После исчезновения синхроимпульса напряжение на выходе ГПН начинает линейно возрастать от 0 до 10 вольт за

Счет подачи на инвертирующий вход усилителя А1 напряжения —15 В через ре­зисторы Rll, R13. Уровень возрастания выходного напряжения ГПН до прихода очередного синхроимпульса может изменяться сменным резистором R11.

Момент равенства по абсолютной величине разнополяриых напряжений ГПН И. УО фиксирует нуль-орган, выполненный иа операционном усилителе А 2, поляр­ность выходного напряжения которого в этот момент меняется с положительной иа отрицательную. Триггер Т воспринимает отрицательное выходное напряжение А2 как логический сигнал нулевого уровня, изменяя при этом свое состояние, со­ответствующее изменению логического сигнала иа выходе Д2.2 с единичного уровня на нулевой. Появление на входе ФДИ нулевого сигнала приводит к раз­ряду конденсатора С2 по цепи: R14, выход Д2.2, V7. Во время разряда, опреде­ляемого элементами R14, С2, на диоде V7 создается падение напряже­ния, запирающее транзистор V6. В этот момент на входах микросхем Д1.2, Д2.3, Д1.1 появляется сигнал единичного уровня. Прохождение импульса ФДИ в ка­нал а или а определяется наличием на втором входе микросхем Д1.2, Д1.3 еди­ничного сигнала от пороговых элементов. Таким образом, единичными импульса­ми пороговых элементов производится распределение импульсов ФДИ по кана­лам а и а. Длительность импульса ФДИ может составлять (10—15) эл. град. Через элемент Д2.3 проходят все импульсы ФДИ, которые путем параллельного соединения выходов микросхем, - аналогичных Д2.3 в других ФИ, представляют собой просуммированные импульсы всех шести тиристоров. Кроме этого, воз­можность прохождения импульсов в каналы а, а и УЛ зависит от присутствия иа катоде диода V5 сигнала единичного уровня, поступающего из узла защиты и блокировки.

После того как сформировался управляющий импульс, триггер Т ждет при­хода очередного синхроимпульса, чтобы вернуться в исходное состояние и" быть подготовленным к формированию следующего управляющего импульса. Установ­ка триггера Т в исходное состояние возможна только при одновременном наличии на входах триггера сигнала единичного уровня от НО иа входе Д2.1 и сигнала нулевого уровня на каком-либо из входов микросхемы Д2.2. Во время стацио­нарной работы комплектов тиристоров триггер Т устанавливается в исходное со­стояние проинвертированными синхроимпульсами, поступающими с выхода мик­росхемы Д2.4, и, таким образом, в начале каждого полупериода синхронизирую­щего напряжения становится готовым для формирования следующего управля­ющего импульса.

Кроме этого, триггер Т может подготавливаться к выдаче управляющего им­пульса сигналом нулевого уровня Up, поступающим от устройства логики. Время существования сигнала Uv нулевого уровня определяется элементом выдержки времени в У Л и составляет около 1 мс. Если за это время на второй вход триг­гера Т поступит сигнал единичного уровня от НО, то триггер перебросится в ис­ходное состояние и будет готов к повторной выдаче импульса.

Временная диаграмма напряжений ФИ при повторной выдаче каналом за один полупериод синхронизирующего напряжения управляющего импульса при­ведена иа рис. 4.36. Показанная ситуация соответствует переключению одного комплекта тнрнсторов, находившегося в выпрямительном режиме с углом регули-

Рования ai, на другой комплект, который начинает работать в инверторном ре­жиме с углом регулирования а2, т. е. соответствует началу торможения электро­двигателя с какой-то скорости. Командой на переключение комплектов является изменение полярности напряжения UB3, что приводит одновременно к скачкооб­разному изменению напряжения управления HU1=U1—С/у2- Команда иа пере­ключение комплектов пришла после выдачи каналом очередного импульса уп­равления с углом регулирования ai в тот же полупериод синхронизирующего на­пряжения. Если в этот момент отсутствовал запрет-на переключение от блоки­ровочных сигналов Uбв, U<sn, сигнал Uv мгновенно принимает нулевой уровень и происходит отсчет выдержки времени. В течение выдержки времени оба ключа В и Я в ПХ замкнуты, поэтому i/y=О (UСм соответствует ан»ч). После пере­ключения ключей напряжение на выходе ПХ сменит полярность на противопо­ложную, поэтому в этот момент произойдет скачкообразное изменение £/у, сим­метричное относительно Uси. Таким образом, в течение выдержки времени на одном входе триггера Т присутствует сигнал нулевого уровня, а на другом за счет f/y=0 и перехода выходного напряжения НО в положительную поляр­ность — сигнал единичного уровня. Это приводит триггер Т в исходное состояние и через некоторый промежуток времени он формирует второй импульс управле­ния с углом регулирования а2.

Узел защиты и блокировки (рис. 4.37) обеспечивает следующие виды защит:

— от превышения максимального тока;

— от длительной перегрузки двигателя;

— от понижения напряжения в питающей сети.

Кроме того, при отсутствии внешней команды «деблокировка» узел обеспе­чивает бестоковое состояние преобразователю, запрещая формирование импуль­сов СИФУ, и нулевые начальные условия регуляторам тока и скорости путем закорачивания в них интегрирующей обратной связи.

Максимально-токовая защита должна срабатывать при превышении током двигателя уставки тока в режиме токоограничения. Пороговый элемент защиты реализован на транзисторе V47, диоде V46, резисторе R60. В исходном состоя­нии транзистор заперт падением напряжения на диоде"V46 по цепи R60, —15 В. , При достижении сигналом +Id от ЦТ уровня достаточного для запирания V46 И протекания базового тока V47, происходит открытие транзистора V47, которое запоминается ^-триггером. Величина резистора R60, от которого зависит порог срабатывания защиты, определяется из условия равенства токов на базе V47: 15 В/Я60=/1^Сдт/#61, где 1 — максимальная величина тока двигателя в режиме токоограничения.

. : При открывании транзистора V47 «S-триггер (Д2.2, Д2.4) устанавливается в состояние, которое характеризуется единичным уровнем сигнала на выходе Д2.4 И нулевым на выходе Д2.2. Единичный уровень приводит к открыванию транзисто­ров V48, V49, при этом загорается сигнальная лампа защиты Н2. Нулевой уро­вень приводит к появлению на выходе Д2.3 сигнала единичного уровня поло­жительной полярности, который подается в управляющий орган СИФУ и осу­ществляет сдвиг управляющих импульсов на тиристорах в положение, соответ­ствующее максимальному углу регулирования а«»кс. Этим обеспечивается пре­кращение протекания тока через преобразователь. Отметим, что простое снятие импульсов с тиристоров, если преобразователь находится в режиме инвертиро­вания, может привести к аварийному режиму прорыва инвертора. Для приведе­ния триггера в исходное состояние необходимо снять и вновь подать питание на преобразователь.

Защита двигателя от длительной перегрузки током, превышающим номиналь­ное значение, выполнена на операционном усилителе А6, включенном по схеме интегратора, и пороговом элементе Д2.1, R80, имеющем порог срабатывания око­ло +8 В. В исходном состоянии, при токе двигателя меньше номинального, вы­ходное напряжение усилителя Аб имеет уровень насыщения отрицательной по­лярности за счет подачи иа инвертирующий вход усилителя положительного сме­щения от потенциометра R72. Напряжение +15 В подается иа потенциометр путем коммутации на входном клеммнике преобразователя, что позволяет при необходимости изменять во внешней цепи установку начала вступления в дей­ствие защиты. При достижении током двигателя значения больше номинального, напряжение иа выходе А6 начинает линейно изменяться в сторону положитель­ной полярности со скоростью, прямо пропорциональной перегрузке по току н обратно пропорциональной постоянной интегрирования. При достижении выход­ным напряжением усилителя А6 уроиня срабатывания порогового - элемента (+8 В) происходит переключение ^-триггера, сопровождающееся, как и в слу­чае максимально-токовой защиты, загоранием сигнальной лампы Н2 и переводом угла регулирования в амакс.

Постоянная интегрирования определяется исходя из допустимого времени протекания At через двигатель максимального тока Л режима токоограничення, в соответствии с переходной характеристикой интегрирующего звена

М

Д ^вых = Д ^вх

И

Где постоянная интегрирования Тш C23-R73. Выходное напряжение уси­лителя А6 до момента срабатывания защиты изменяется от —12 В до +8 В, поэтому Д£/цых=20 В. Величина AUBx=Kni(Ii—Is). Отсюда постоянная интег­рирования определится как

С23-473= Ядт(/'~/") -At.

20В

Напряжение на движке потенциометра R72 определяет начало вступления защиты в действие. Для того чтобы защита вступала в действие только после превышения током двигателя номинального значения, необходимо выставить ве­личину напряжения на движке потенциометра относительно общей точки в со­ответствии с соотношением

U -к гМ.

U ЮЧ — Лдт'н д73 •

Защита от понижения напряжения питающей сети, осуществляющая также задержку выдачи СИФУ управляющих импульсов при подаче на преобразова­тель напряжения питания, выполнена на пороговом элементе Д1.1 и элементах С21, R66, R67. На вход Д1.1 подается напряжение с делителя R51, R52 (см. рис. 4.38), которое имеет величину около +15 В. Делитель подключен к напря­жениям: иеотфильтрованному +24 В и отфильтрованному —12 В.

При подаче питания иа преобразователь за счет заряда конденсатора С21 Через резистор R67 от +15 В напряжение иа С21 достигает уровня, восприни­маемого микросхемами как единичный, через 20—50 мс. В течение этого времени на выходные микросхемы ФИ поступает логический сигнал нулевого уровня, за­прещающий выдачу управляющих импульсов. Этим же сигналом устанаиливает - ся в исходное состояние /^-триггер.

При снижении питающего напряжения всех или одной из фаз более чем на 50% на вход Д1.1 с делителя R51, R52 приходит уровень напряжения, воспри­нимающийся как логический сигнал нулевого уровня. Поэтому иа выходе Д1.1 Появляется нулевой сигнал, приводящий к быстрому разряду С21 через R66. Это вызывает снятие управляющих импульсов и через элемент Д1.2 включение ре­ле К, контакты которого шунтируют цепи обратных связей РТ и PC. После вос­становления питающего напряжения происходит отсчет выдержки времени (IR67, С21), и через 20—50 мс привод будет находиться в рабочем состоянии.

После подачи питания на преобразователь при отсутствии команды «дебло­кировка» (цепь между входными клеммами 15, 20 разомкнута) преобразователь находится в блокированном состоянии, которое обеспечивается подачей на вход элемента Д1.2 через резисторы R57, R58 от напряжения — 15 В логического сиг­нала нулевого уровня. При этом нулевое напряжение на выходе Д1.2 приводит к запрету на формирование СИФУ управляющих импульсов (С/р=0), переводу угла регулирования в аманс, включению реле К, шунтирующего своими контак­тами обратные связи РТ и PC. Таким образом осуществляется бестоковое со­стояние преобразователя и создаются нулевые начальные условия иа выходах РТ и PC, необходимые для плавного вхождения в работу замкнутой системы регу­лирования.

При появлении команды «деблокировка» конденсатор С20 через R58 с малой постоянной времени перезаряжается от напряжения +15 В, на входе Д1..2 появ­ляется логический сигнал единичного уровня.

Напряжение единичного уровня на выходе Д1.2 приводит к отключению ре­ле К и снятию запрета на формирование импульсов. Преобразователь принимает рабочее состояние.

При снятии команды «деблокировка» конденсатор С20 перезаряжается по цепи R58, R57, —15 В, в результате иа входе Д1.2 в течение примерно одной

Секунды поддерживается единичный уровень, после чего преобразователь бло­кируется. Выдержка времени необходима в том случае, если команда «деблоки - ровка» подается контактами реле В и Н, чтобы после снятия напряжения зада­ния, до наступления бестокового состояния преобразователя, двигатель успел затормозиться.

Блок питания

Принципиальная схема блока питания приведена на рнс. 4.38. Трехфазный трансформатор Т1, кроме питающих обмоток W4, W5, имеет обмотку W3, которая используется в качестве источника синхронизирующего напряжения. Кроме транс­форматора Т1, блок питания включает в себя: две мостовые схемы выпрямления, формирующие совместно с конденсаторами С15, С14 отфильтрованное напряже­ние ±24 В; две нулевые схемы выпрямления, вырабатывающие совместно с кон­денсаторами С17, С16 отфильтрованное напряжение ±12 В; два стабилизатора с выходным стабилизированным напряжением ±15 В, которое может ступенчато изменяться в небольших пределах установкой перемычек 33—34, 32—34, 35—34, 36—34. Для исключения аварийного режима преобразователя в случае исчезно­вения напряжения + 15 В на микросхеме ФИ через V55 заведено питание +12 В.

Кроме того, для оперативного контроле за величиной напряжения сети в блоке питания вырабатывается неотфильтрованное напряжение +24 В, которое поступает иа делитель R52, R51, а с н*его в узел защиты н блокировки.

Методика наладки электропривода БТУ3601 в регулируемом режиме

Схема подключения тиристорного преобразователя БТУ3601 приведена на. рис. 4.39. Подача питания на клеммы Al, Bl, С1 преобразователя сопровожда­ется загоранием лампы HI зеленого цвета, подключенной к источнику нестабили - зированного напряжения —24 В относительно общей точки питания и сигнали­зирующей-о наличии напряжения питания на печатных платах преобразователя. Загоранне лампы Н2 красного цвета сигнализирует о срабатывании максималь­но-токовой защиты или защиты от длительной перегрузки двигателя. Для приве­дения преобразователя после срабатывания одной из защит в рабочее состояние необходимо снять н вновь подать питание на преобразователь.

Рекомендуемый порядок проверки и настройки * электропривода приведен ниже.

1. Фазировка преобразователя при различных схемах соединения обмоток силового траисформатора

Подключение преобразователя должно быть выполнено с соблюдением пра­вильной последовательности чередования фаз на зажимах A3, ВЗ, СЗ силового напряжения и клеммах Al, В'1, С1 напряжения питания и синхронизации, а так­же правильного сдвига фаз между напряжениями на одноименных зажимах и клеммах. Для проведения фазнровки необходимо:

— вынуть нз преобразователя печатные платы El и Е2;

— подать напряжение на клеммы Al, Bl, С1 и зажимы A3, ВЗ, СЗ, включив автоматы F1 и F6.

А) Соединение обмоток трансформатора по схеме Y/Y-.

Векторная диаграмма напряжений первичной и вторичной обмоток силового трансформатора и напряжения питания преобразователя приведена иа рнс. 4.40.

Произвести проверку последовательности чередования фаз напряжения пита­ния преобразователя на клеммаА1, Bl, С1. Для этого установить осциллограф в режим синхронизации от сети, общий конец осциллографа подключить к нуле­вой точке сяловой сети (земля), а потенциальный последовательно к клеммам Al, Bl, С1. Сдвиг фаз между наблюдаемыми напряжениями должен соответст­вовать прямой последовательности чередования фаз, показанной. на рис. 4.41. Произвести проверку прямой последовательности чередования фаз на силовых зажимах преобразователя A3, ВЗ, СЗ в соответствии с рис. 4.41. Для этого об­щий конец осциллографа подключить к общей точке вторичной обмоткн силового трансформатора, а потенциальный — последовательно к зажимам A3, ВЗ, СЗ. Убедиться, что отсутствует сдвиг по фззе между нзпряженнями на клемме Л1

-380 е В

В н

Rf

®®© ©

@ ДеЯлокиробка

®Usad Umz

Щ){+)ШдРС

(ffi) oS<MUu ® ©

©

Рис. 4.39. Принципиальная схема подключения электропривода

Н зажиме A3, т. е. напряжения UAi и UAs находятся в фазе, как показано иа рис. 4.42. .

Б) Соединение обмоток трансформатора по схеме YjД—1. Векторная диаграмма напряжений первичной и вторичной обмоток трансфор­матора и напряжения питания преобразователя приведена на рис. 4.43.

Л

Рис. 4.41. Осциллограммы трехфазных напряжений с прямой последователь­ностью чередования фаз

Рис. 4.42. Осциллограмма на­пряжений J/Ai и (УАз ДЛя схе­мы Y/Y

Проверка прямой последовательности чередования фаз на клеммах А1.В1, С1 Производится так же, как и в предыдущем случае. Для проверки чередования фаз-иа зажимах АЗ, ВЗ, СЗ необходимо наблюдать напряжения между зажима­ми A3—ВЗ, ВЗ—СЗ, СЗ—АЗ, подключая к зажимам, указанным первыми, потен­циальный конец осциллографа, а к зажимам, указанным вторыми, общий конец осциллографа. Наблюдаемые напряжения должны быть сдвинуты по фазе в со­ответствии с рнс. 4.41. Убедиться, что отсутствует сдвиг по фазе между напря-- женйямн на клемме Л/ и зажимах АЗ—ВЗ, т. е. напряжения UAi и UAs-вз нахо­дятся в фазе, как показано на рис. 4.44.

В) Соединение обмоток, трансформатора по схеме Д/F—1.

Векторная диаграмма напряжений первичной и вторичной обмоток силового трансформатора и напряжения питания преобразователя приведена на рис. 4.45. Проверка последовательности чередования фаз на клеммах Л/, Bl, CL произво­дится так же, как и в предыдущих случаях. Для проверки чередования фаз на зажимах A3, ВЗ, СЗ необходимо общий конец осциллограф'а подключить к об­щей точке вторичной обмотки силового трансформатора, а потенциальный — по­следовательно к зажимам A3, ВЗ, СЗ. При этом должна соблюдаться прямая по­следовательность чередования фаз в соответствии с рис. 4.41. Убедиться, что сдвиг по фазе между напряжениями UAi И UAЗ на клемме Al и зажиме A3 равен 30 эл. град,"как показано на рис. 4.46.

T