ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЙ ЭЛЕКТРО­ПРИВОД

СРАВНИТЕЛЬНЫЙ АНАЛИЗ РАЗЛИЧНЫХ СПОСОБОВ УПРАВЛЕНИЯ

При анализе необходимо учитывать особенности регулирова­ния при использовании в роторных цепях схем фазового и им­пульсного управления. Так, в этом случае реактивный ток намаг­ничивания (/о) практически не регулируется и остается постоян­ным. В схемах фазового управления с ростом а происходит зна­чительный фазовый сдвиг первой гармоники роторного тока по отношению к ЭДС ротора, что приводит к ухудшению коэффи­циента мощности как вторичного контура, так и всего двигателя. В связи с этим уменьшается активная составляющая роторного тока и требуется больший ток электродвигателя (1Г и Is) для со­здания момента. Можно считать [49, 50], что при фазовом управ­лении в роторе происходит изменение полного эквивалентного сопротивления роторного контура, причем индуктивная состав­ляющая изменяется в значительно большей степени, чем актив­ная.

При работе ШИП регулируется эквивалентное добавочное ак­тивное сопротивление (Яэ, д) в роторной цепи [8,9] и системы электропривода приближаются по своим свойствам к системам реостатного регулирования. В процессе управления при возраста­нии /?э, д увеличиваются коэффициент мощности вторичного кон­тура и активная составляющая роторного тока, поэтому требует­ся меньший ток двигателя (/г, Is) для создания момента.

СРАВНИТЕЛЬНЫЙ АНАЛИЗ РАЗЛИЧНЫХ СПОСОБОВ УПРАВЛЕНИЯ

Мп

Is

А

1

Л

СРАВНИТЕЛЬНЫЙ АНАЛИЗ РАЗЛИЧНЫХ СПОСОБОВ УПРАВЛЕНИЯ

Рис. 2.17. Регулировоч­ные и механические ха­рактеристики при реос­татном управлении и за-

^аоіішіпхил v. ii'LAw.'U'uaA рг

равления со стороны ро - тора (VII — фазовое уп­равление, схема рис. А. а; VIII — реостатное управ­

ление)

Рассмотрим рис. 2.17,а, на котором показана естественная I и ряд регулировочных механических характеристик II — VI при реостатном регулировании с различными значениями Rr. При за­данной скорости o)i и использовании в роторе системы ЗТТ без введения /?д (см. рис. 1.4,а) регулировочные характеристики рас­полагаются между граничными характеристиками /, VI. При реостатном регулировании эти характеристики также являются граничными [работа на характеристике / соответствует Rr— 0, а на характеристике VI (ось ординат)—^д=оо]. Зависимости /*=/( |х) для этих способов управления показаны на рис. 2.17,6 (кривые VII и VIII). Эти способы управления обеспечивают оди­наковые действующие токи статора на граничных характеристи­ках (/s=/0 в точке 6, когда |д.=0, и IS=Iі в точке 1, где 1 —
ток статора на естественной характеристике при со = соі). При ра­боте в других точках ток статора (из-за различия в физических основах регулирования) в системах фазового управления больше, чем в системах реостатного (импульсного) регулирования.

Введение і? д (см. рис. 1.4,6, в) изменяет граничные характе­ристики (диапазон регулирования момента). Если, например, величина /?д соответствует характеристике IV (рис. 2.17,а), то для схем рис. 1.4,6 граничными будут характеристики IV, VI, для схем рис. 1.4,в — I, IV. Этим системам фазового управления на рис. 2.17,6 соответствуют кривые IX (схема рис. 1.4,6) и X (схе­ма рис. 1.4,в). Там же штриховыми линиями показаны и другие зависимости Is=f{|х) для этих схем при изменении величины /?Д. Рассмотрение этих кривых показывает, что схема рис. 1.4,6 при­ближается к схеме рис. 1.4,а при уменьшении #д, а схема рис. 1.4,в — при увеличении Rr. Следовательно, если в системе электропривода предусмотрен большой диапазон изменения мо­мента, то почти во всем этом диапазоне действующие токи стато­ра в схемах фазового управления будут значительно выше, чем при использовании ШИП в роторе. Это и определяет отличие сравниваемых схем по энергетическим показателям. Качествен­но вид зависимостей тока, коэффициента мощности и КПД в функции момента аналогичен для разных скоростей и типов дви­гателей. Для иллюстрации на рис. 2.18 показаны графики q— = f([x), /s.=f((х), т]=/(|я) для двигателя МТ012-6.

Анализ зависимостей Is—f(|х), &м=/(|л), rj=f(|х) для многих типов двигателей показывает, что системы импульсного управле­ния близки по энергетическим показателям, на которые, в сущ­ности, не влияют значения Rr, Lfl, fK. Значения kM и Is в этих си­стемах практически не зависят от скорости и определяются средним моментом электродвигателя. При обеспечении одинако­вого диапазона изменения момента системы фазового управления даже при введении добавочных сопротивлений имеют значитель­но большие токи Is (и, следовательно, худшие показатели по rj), чем системы с широтно-импульсными преобразователями. Эти различия возрастают с уменьшением скорости. Так, при работе электропривода с одинаковыми координатами [д, и со в системах фазового управления по сравнению с системами ШИП ток может возрасти в 2—2,5 раза, а ц уменьшиться в 1,5—2 раза, значение kM также ниже на 10—15%. Сближение энергетических показа­телей сравниваемых систем имеет место только при работе элект­ропривода в окрестности граничных характеристик. Значительное возрастание токов Is и 1Т в системах фазового управления при­водит к резкому увеличению потерь в машине (по сравнению с с системами ШИП они могут возрасти в 3—4 раза), что требует большего завышения номинальной мощности асинхронного дви­гателя, чем в системах импульсного управления.

Приведенные сравнительные данные получены при использо­вании преобразователей по схеме ЗТТ. Если применяются преоб­разователи с уменьшенным числом управляемых вентилей (на - 64

СРАВНИТЕЛЬНЫЙ АНАЛИЗ РАЗЛИЧНЫХ СПОСОБОВ УПРАВЛЕНИЯ

■ , _

V

0,45

0.3

0,15

0,5 , 1,0

г)

%5JL

СРАВНИТЕЛЬНЫЙ АНАЛИЗ РАЗЛИЧНЫХ СПОСОБОВ УПРАВЛЕНИЯ

0,5 1,0

В)

1,5 ji

Рис. 2.18. Зависимости наибольшего значения интеграла переменной составляю­щей момента (а), действующего значения тока в фазе статора (б), коэффициен­та мощности (е) и КПД (г) для двигателя МТ012-6, to = 0,6:

1 — схема рис. 1.4,а; 2— схема рис. 1.4,в, ЯД=39Я2; 3 —схема рис. 1.4,в, /?д=9,75/?2; 4 — схема рис. 1.5,а, Яд=39/?2, La=0,2(Ls+Lr), fK=600 Гц; 5 — схема рис. 1.5,6, ^д=39R2f ^=300 Гц; 6 — схема рис. 1.1,а (1, 2, 3 — фазовое управление в роторе; 4, 5 — импульсное управление в роторе; 6 — фазовое управление в статоре)

пример, рассмотренные в [28, 50] системы, выполненные по схе­ме рис. 1.1Д где g=3), то это приводит к еще большему ухуд­шению энергетических показателей систем фазового управления.

На рис. 2.18 приведены также зависимости kM=

и r — f(i) при фазовом управлении со стороны статора. Сравнительный анализ показывает, что системы с ШИП в роторе практически во всем диапазоне изменения момента обладают луч­шими свойствами, чем системы фазового управления в статоре. При фазовом же управлении в роторе энергетические показатели электропривода могут быть хуже, чем при использовании анало - 5-6279 65
гичных систем в статоре. Величина q, характеризующая пульси­рующую составляющую момента, максимальна в схеме ЗТТ (рис. 2.18,а) при отсутствии Ra (см. рис. 1.4,а). Другие схемы фазового управления обеспечивают меньшее значение q. Этот па­раметр уменьшается с уменьшением разности моментов на гра­ничных характеристиках. Повышая частоту коммутации в схемах ШИП и увеличивая ЬА (схема рис. 1.5,а), можно значительно снизить пульсирующую составляющую момента и параметр q. Так как в схемах фазового управления увеличение q происходит в области высоких скоростей, то максимальное отклонение ско­рости от среднего значения не превышает 2—4 %.

Частота колебаний момента в схемах фазового управления за­висит от скольжения и определяется по (2.34). В рассматривае­мых схемах £=6 и, например, при s = 0,5 fn—150 Гц, при s= =0,3 /п=90 Гц. Очевидно, при работе в зоне номинальной ско­рости частота пульсаций может в некоторых случаях повлиять на работу электропривода с нежесткой механической связью.

При использовании ШИП частота пульсаций не зависит от скорости и определяется только частотой коммутации, т. е. fn=fк-

Со значением fn связано и запаздывание, вносимое преобра­зователем при отработке входных сигналов. Если в системах им­пульсного управления в роторе время запаздывания постоянно (^з=1//к), то в системах фазового управления /3 зависит от ско­рости двигателя:

ta=l/gfos. (2.106)

Так, при §=6 и s=0,5 /3 = 0,0067 с, а при s = 0,3 = 0,011 с, т. е. с ростом скорости время запаздывания увеличивается, ухуд­шая динамические показатели управляемого электропривода. Та­ким образом, как по энергетическим показателям, так и по ди­намическим свойствам при управлении в роторных цепях наибо­лее предпочтительными являются системы импульсного управле­ния, которые и будут в основном рассматриваться при дальней­шем изложении.

Оценивая возможности и показатели преобразователей для управления в роторных цепях, необходимо учитывать, что они могут применяться только для асинхронных двигателей с кон­тактными кольцами. Преимущества полупроводниковых асин­хронных электроприводов с параметрическим управлением в ро­торе по сравнению с системами параметрического управления короткозамкнутыми двигателями заключаются в том, что за счет введения добавочных сопротивлений оказывается возможным уменьшить токи в асинхронной машине, увеличить КПД электро­привода. (рис. 2.18,6, г) и, что самое главное, вынести часть по­терь из машины и тем самым снизить номинальную мощность уп­равляемого асинхронного двигателя. Поэтому использование дви­гателей с фазовым ротором и преобразователей в его роторных цепях может оказаться единственно приемлемым решением (ере - ди других способов параметрического управления) при необходи­мости длительной работы на пониженных скоростях и в других аналогичных случаях. При этом преобразователи позволяют не только изменять активное добавочное сопротивление в роторных цепях, но и регулировать при использовании замкнутых САУ скорость двигателя в широких пределах.

Когда по технологии требуется чередование режимов рабо­ты электропривода (пуск, реверс, динамическое торможение), си­стемы преобразователей роторных цепей должны быть дополне­ны коммутирующими аппаратами в статоре, позволяющими удов­летворить эти требования. В интенсивно работающих электро­приводах, обеспечивающих высокое быстродействие и точность (например, в позиционных системах), для этих целей необходи­мо применять в статорных цепях полупроводниковые преобразо­ватели, которые помимо коммутационных операций, связанных с изменением режима работы, могут выполнять и функции регуля­торов, реализуя требуемые показатели качества в пускотормоз­ных и регулировочных режимах. Если в таких электроприводах короткозамкнутый асинхронный двигатель не проходит, в част­ности, по требуемому числу включений в час или из-за чрезмер­ного завышения номинальной мощности, то они могут быть вы­полнены на базе асинхронных двигателей с контактными коль­цами при использовании невыключаемых сопротивлений в роторе или, в ряде случаев, полупроводниковых преобразователей как в статорных, так и в роторных цепях.

ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЙ ЭЛЕКТРО­ПРИВОД

Способы регулировки уровня выходной мощности: тиристорные регуляторы

Регулятор мощности тристорного типа используется для оперативного изменения подводимого к нагрузке уровня мощности. Достигается изменения задержки включения за счет задержки момента включения тиристора. Тиристор работает только при наличии сигнала на …

МЕХАНИЗМЫ НЕПРЕРЫВНОГО ДЕЙСТВИЯ

Электроприводы механизмов непрерывного действия работают в продолжительном режиме, поэтому при необходимости регули­рования их скорости целесообразность использования преобразо­вателей напряжения определяется, особенно при управлении ко­роткозамкнутыми асинхронными двигателями, зависимостью мо­мента статической нагрузки от …

МЕХАНИЗМЫ ЦИКЛИЧЕСКОГО ДЕЙСТВИЯ

Задачи удовлетворения электроприводом технологических тре­бований при рассмотрении механизмов указанного класса сводится обычно к необходимости реализации заданной тахограммы повтор­но-кратковременного режима работы (в качестве типовой примем диаграмму скорости рис. 5.2). Для двигателей …

Как с нами связаться:

Украина:
г.Александрия
тел./факс +38 05235  77193 Бухгалтерия
+38 050 512 11 94 — гл. инженер-менеджер (продажи всего оборудования)

+38 050 457 13 30 — Рашид - продажи новинок
e-mail: msd@msd.com.ua
Схема проезда к производственному офису:
Схема проезда к МСД

Оперативная связь

Укажите свой телефон или адрес эл. почты — наш менеджер перезвонит Вам в удобное для Вас время.