ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЙ ЭЛЕКТРО­ПРИВОД

РЕЖИМЫ АСИНХРОННЫХ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ

При управлении от рассмотренных ранее схем полупроводниковых преобра­зователей асинхронный двигатель в диапазоне скоростей 0<|Q|<£2C развивает, как правило, момент одного знака, значение которого может регулироваться в широких пределах с высоким быстродействием за счет изменения значений а или - у.

Эта возможность позволяет реализовать режим управляемого пуска асин­хронного электропривода в одном из направлений. В этом режиме в течение всего пуска или в отдельные отрезки времени момент М не равен моменту, раз­виваемому двигателем при работе на естественной характеристике (когда трех­фазное напряжение, приложенное к двигателю, равно номинальному напряжению питающей сети Un и Rr=0). Разгон двигателя можно осуществлять при различ­ных закономерностях формирования управляющих параметров (а или у), исполь­зуя, в частности, разомкнутые системы, когда во время пуска a(Y)=const [17], программное управление пуском в разомкнутых системах, когда o.(y)—f(t) [6.18J, замкнутые системы управления с введением обратной связи по скорости, току статора или ротора, ускорению и т. д. [106, 20]. Выбор той или иной си­стемы управления обеспечивает различные показатели качества переходного про­цесса, например: пуск с ограничением ударных моментов, обусловленных элек­тромагнитными переходными процессами; плавный пуск с требуемой скоростью нарастания момента двигателя; пуск при постоянстве момента двигателя или ди­намического момента; ограничение ускорений и рывков при разгоне и т. д.

Электропривод с управляемым моментом принципиально позволяет выпол­нить условие М=МС (Мс — момент статической нагрузки) при заданной скорости двигателя, т. е. обеспечить работу в установившемся режиме при разных значе­ниях Q, реализуя, таким образом, регулирование скорости. Теоретически регули­рование скорости можно производить как в разомкнутых, так и в замкнутых системах управления. Однако рассмотрение характеристик асинхронных электро­приводов при управлении полупроводниковыми преобразователями в разомкну­тых системах, когда a(v)=const, показывает, что в этом случае возможность регулирования скорости ограничена, а в ряде случаев вообще отсутствует. Дей­ствительно, при управлении в статорных цепях регулировочные механические ха­рактеристики имеют отрицательную жесткость только в зоне скольжений 0 <s< <sK, где sK — критическое скольжение, а в диапазоне sK<s<l жесткость поло­жительная. Следовательно, диапазон регулирования скорости в разомкнутой си­стеме при Afc=const очень ограничен и может быть расширен только при момен­те статической нагрузки вентиляторного типа. Однако в этом случае электропри­вод имеет очень мягкую механическую характеристику, что приводит к значи­тельным изменениям скорости при колебаниях значения Мс. Используя преобра­зователи в роторных цепях, можно получить отрицательную жесткость регули­ровочных механических характеристик во всем диапазоне скольжений (0<s<l).

т. е. обеспечить устойчивый режим работы электропривода при A/c=const. Но и в этом случае жесткость регулировочных механических характеристик очень мала. Поэтому для получения необходимых показателей качества режимов регулиро­вания скорости необходимо, как правило, использовать замкнутые системы авто­матического регулирования (САР) с введением обратной связи по скорости [17].

Важным свойством управляемых электроприводов является возможность создавать при неподвижном двигателе момент разно­го знака, что обеспечивает разное направление вращения двигате­ля и, как следствие, режимы реверса и торможения противовклю - чением. Для решения указанной задачи, требующей изменения порядка чередования фаз подключаемого к двигателю напряже­ния, исходные структуры полупроводниковых преобразователей необходимо дополнять специальными коммутирующими аппарата­ми. Это могут быть контакторные реверсоры. Однако при возрас­тающих требованиях по быстродействию электропривода, интен­сивности и надежности работы целесообразно обеспечивать изме­нение направления вращения с помощью бесконтактных комму­тирующих устройств. При использовании преобразователей, вы­полненных по схемам рис. 1.1,а в, 1.2,6, эта задача может быть решена наиболее просто, так как указанные преобразователи вхо­дят составной частью в структуру бесконтактного полупроводнико­вого реверсора. Варианты схемы реверсивных полупроводниковых электроприводов с параметрическим управлением показаны на рис. 1.7. Реверсирование двигателя и регулирование момента мо­гут быть обеспечены и при использовании одной глухоподключен - ной к питающей сети фазы двигателя (случай, когда тиристоры 5 и 6 рис. 1.7,а отсутствуют), но по энергетическим показателям (см. гл. 2) целесообразно применять реверсивный преобразова­тель, содержащий десять тиристоров (тиристоры 1—10, рис. 1.7,а). При включении преобразователя в рассечку нулевой точки обмо­ток статора (рис. 1.1Д 1.2,а), а также при применении схем рис. 1.1,6, г необходимо использовать специальное дополнительное устройство для управления направлением вращения двигателя.

Помимо торможения противовключением важно иметь в управ­ляемом электроприводе режим динамического торможения. Как правило, протекание постоянного тока в режиме динамического торможения обеспечивается за счет напряжения сети (исключение составляют нерассматриваемые здесь режимы динамического тор­можения с самовозбуждением, используемые для двигателей с фазовым ротором, когда для питания статорных обмоток в тор­мозном режиме используется напряжение роторных цепей). Ис­следования показали [21—24], что при применении большинства схем полупроводниковых преобразователей, предназначенных для управления в статорных цепях, появляются совершенно новые ка­чественные возможности для реализации режимов динамического торможения. Используя выпрямительные и регулировочные свой­ства вентильных элементов, можно получить большое число раз­нообразных схем, обеспечивающих протекание выпрямленного тока по нескольким обмоткам статора. Причем режим динамиче-

ского торможения (ДТ) реализуется только с использованием вентилей исходной структуры преобразователя или с применени­ем дополнительных элементов. Очевидно, первый вариант пред­почтительнее, и он наиболее просто осуществляется в реверсивных полупроводниковых преобразователях (рис. 1.7). На рис. 1.8 при­ведены основные схемы питания обмоток статора выпрямленным током в режиме динамического торможения. Схема рис. 1.8,а обеспечивает режим однополупериодного выпрямления тока, про­текающего по двум фазам статора (считаем, что при ДТ отклю­чена фаза а статора). Эта схема может быть получена из раз­личных структур нереверсивных преобразователей в статоре. В этом случае при реализации ДТ происходит чередование сле­дующих схем включения асинхронного двигателя: схема 2Ф — С (она реализуется в положительные полупериоды линейного напря­жения сети иве) и ОФ — С. Схема ДТ по рис. 1.8,6 образуется из исходной структуры нереверсивного преобразователя включением дополнительного тиристора между фазами b и с, который обеспе­чивает шунтирование нагрузки при ее отключении от сети. В ре­жиме ДТ по схеме рис. 1.8,6 чередуются схема 2Ф — Си режим двухфазного короткого замыкания статорных цепей (2КЗ — С). Структура реверсивного тиристорного преобразователя для фазо­вого управления в статоре позволяет получить большое число схем для реализации режимов ДТ [22], наиболее рациональной из них является схема двухполупериодного однофазного мостово­го выпрямителя, показанная на рис. 1.8,6 (нумерация тиристоров на рисунке соответствует схеме рис. 1.7,а). В этой схеме ДТ про­исходит чередование режимов 2Ф'—С, которые могут быть реа­лизованы как при положительных, так и при отрицательных зна­чениях линейного напряжения иве, и ОФ — С. Как показано в

[23] , наилучший эффект (максимальную постоянную составляю­щую в выпрямленном токе) при реализации ДТ схема рис. 1.8,в обеспечивает при работе в режиме полууправляемого моста, ког­да, например, тиристоры 4 и 9, работая как диоды, периодически закорачивают нагрузку. В этом случае происходит чередование схем 2Ф — Си 2КЗ — С. Отметим, что из схемы реверсивного пре­образователя (рис. 1.7,а) помимо моста, состоящего из тиристоров /, 4, 8, 9 (рис. 1.8,в), может быть также образован выпрямител. ь-

ный мост из тиристоров 2, 3, 7, 10, что вызывает изменение на­правления выпрямленного тока, протекающего по фазам бис статора.

Режим ДТ может быть реализован и при использовании в ста­торных цепях как нереверсивных (рис. 1.2,6), так и реверсивных (рис. 1.7,6) ШИП [24]. Одна из возможных схем, приведенных в

[24] , показана на рис. 1.8,г (нумерация ключей соответствует рис. 1.2,6 или 1.7,6). В этом случае схема управления преобразо­вателем изменяет в режиме ДТ закон коммутации ключей ШИП, обеспечивая ее синхронизацию относительно линейного напряже­ния сети. Показанная на рис. 1.9 диаграмма проводящего состоя­ния ключей К2 и КЗ, К4 обеспечивает при ДТ разновидность однополупериодного выпрямления с демпфирующим контуром, ко­торый образуется при замыкании ключей КЗ и К4. Таким обра­зом, при реализации этого способа ДТ чередуются режимы 2Ф — СиЗКЗ —С.

Показанные на рис. 1.8 схемы обеспечивают различное качество режимов динамического торможения (их сравнительная оценка будет произведена в гл. 2). Здесь необходимо указать, что наиболее просто реализуемая схема ДТ (рис. 1.8,а) не обеспечивает торможения до нулевой скорости при малых значе­ниях Мс, так как происходит «застревание» двигателя на скорости, близкой к синхронной. Отмеченная особенность не позволяет рекомендовать схему

Рис. 1.10. Диаграмма напряжения на дви - гятеле (иьс) при тор­можении по схеме рис. 1.8,а с выделени­ем субгармоник на­пряжения сети

рис. 1.8,а для широкого применения. Для исключения этого явления в [25] пред­ложен способ динамического торможения на основе структуры рис. 1.8,а, обес­печивающий тормозной момент электропривода в зоне высоких скоростей и, сле­довательно, торможение двигателя до остановки даже и при А1С—0. В этом слу­чае несущее напряжение, каким является линейное напряжение, подводимое на вход схемы рис. 1.8,а, модулируется функцией, период которой в целое число раз больше периода несущей функции, т. е. Тм—пТ0, где п= 2, 3, 4 ... (рис. 1.10). Это приводит к тому, что при работе схемы рис. 1.8,а напряжение на нагрузке появляется не ВО все положительные ПОЛ у ПерИОДЫ напряжения U-вс, а только в те из них, когда функция UM отлична от нуля, таким образом, частота ком­мутации в схеме однополупериодного выпрямления /к=/о/п. Укажем, что на рис. 1.10 Тм—2Т0 и /к=/о/2. В спектре периодического несинусоидального напря­жения иьс, приложенного к двигателю (на рис. 1.10 показан упрощенный вид этого напряжения), помимо постоянной составляющей присутствует еще и суб­гармоническая составляющая сетевого напряжения с частотой f0/n. В результате их взаимодействия образуется результирующая механическая характеристика двигателя, имеющая тормозной момент в зоне высоких скоростей [25].

Как видно из проведенного анализа, при использовании полу­проводниковых преобразователей можно обеспечить электриче­ское торможение двигателя в режиме противовключения (ПВ) или ДТ и осуществить регулирование в широких пределах (воз­действуя на а или 7) значения тормозного момента, т. е., как и при пуске, реализовать тормозной режим в разомкнутых или зам­кнутых САУ.

Укажем, что электропривод может работать в установившем­ся тормозном режиме (ПВ или ДТ), обеспечивая плавное регули­рование скорости в замкнутых САУ при активном моменте на­грузки. Если | Q | >Qc, то может быть реализован и режим реку­перативного торможения (РТ).

Таким образом, используя полупроводниковые преобразовате­ли для управления асинхронными двигателями, можно обеспечить качественно новые свойства и функциональные возможности тра­диционных систем электропривода с параметрическим управлени­ем и реализовать управляемые пускотормозные и регулировочные іщ^іт^йгс-їреоуЩШШї'ігоказателями качества.